基于中继线圈恒流输出无线电能补偿网络及参数确定方法与流程

本发明涉及无线电能传输领域，具体涉及一种基于中继线圈恒流输出无线电能补偿网络及参数确定方法。

背景技术：

随着电动汽车产业的快速发展，人们对充电系统的安全性、便捷性提出了更高的要求。因此，电动汽车的非接触式充电系统也得到了越来越广泛的应用。当传输距离增加，无线电能传输系统的传输效率迅速下降。为解决这一问题，在发射线圈与接收线圈中间插入中继线圈是增大无线能量传输距离的简单易行、经济实惠的有效途径。

中继线圈的引入给长距离的无线电能传输提供了可能性，但较传统的两线圈无线电能传输，不仅存在交叉耦合问题，还增加了中继线圈谐振环节，使得分析困难且难以对其进行设计。目前，现有的补偿方式是控制各线圈自感与补偿电容的谐振频率一致，来提高系统的能量传输能力。但这样的补偿方式，并没有考虑多个线圈之间存在的交叉耦合问题，无法完全补偿系统的内电抗；其次，应用中含中继线圈的磁耦合系统存在三个谐振频率，相比于不含中继线圈的两线圈系统更容易出现补偿网络失谐问题；再者，在中继线圈上，线圈自感与补偿电容串联谐振，这使得中继线圈上的电流很大，为减少中继线圈对系统输出的影响，必须采用高q值的线圈电感，反之，如果中继线圈上的电阻较大时，将会影响系统输出特性与输出效率。针对含中继线圈的无线电能传输系统存在的交叉耦合，失谐等问题，就系统输出特性展开研究。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于中继线圈恒流输出无线电能补偿网络及参数确定方法，解决含中继线圈的无线电能传输系统存在的交叉耦合，失谐等问题。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于中继线圈恒流输出无线电能补偿网络，包括发射线圈电路、中继线圈电路和接收线圈电路；所述发射线圈电路包括依次串联连接形成回路的电压源uin、发射线圈回路补偿电容cs和发射线圈l1；所述中继线圈电路包括串联连接的中继线圈lr和中继线圈回路电阻rr；所述接收线圈电路包括并联连接的接收线圈l2，接收线圈并联补偿电容cp和负载rl。

一种基于中继线圈恒流输出无线电能补偿网络，包括发射线圈电路、中继线圈电路和接收线圈电路；所述发射线圈电路包括依次连接形成回路的电流源iin和发射线圈l1，还包括并联于电流源iin两端的发射线圈回路补偿电容cp1；所述中继线圈电路包括串联连接的中继线圈lr和中继线圈回路电阻rr；所述接收线圈电路包括并联连接的接收线圈l2，接收线圈并联补偿电容cp2和负载rl。

基于中继线圈恒流输出无线电能补偿网络的参数确定方法，包括以下步骤：

步骤a1:将三线圈互感模型等效为变压器t模型；

步骤a2：进行戴维南等效和等效源变换，得到负载前的阻抗完全补偿，等效源isc直接加在负载两端，实现恒流输出：

其中l1，lr，l2分别为发射线圈自感、中继线圈自感与接收线圈自感，m1r为发射线圈与中继线圈之间的互感，mr2为中继线圈与接收线圈之间的互感，m12为发射线圈与接收线圈之间的互感，ω为系统工作角频率，cs为发射线圈串联补偿电容，cp为接收线圈并联补偿电容，cr为中继线圈串联补偿电路，可选取为任意值，isc为等效源变换的等效电流源，irl为负载上输出电流。

基于中继线圈恒流输出无线电能补偿网络的参数确定方法，包括以下步骤：

步骤b1:将三线圈互感模型等效为变压器t模型；

步骤b2：进行戴维南等效和等效源变换，得到负载前的阻抗完全补偿，等效源isc直接加在负载两端，实现恒流输出：

其中l1，lr，l2分别为发射线圈自感、中继线圈自感与接收线圈自感，m1r为发射线圈与中继线圈之间的互感，mr2为中继线圈与接收线圈之间的互感，m12为发射线圈与接收线圈之间的互感，ω为系统工作角频率，cp1为发射线圈并联补偿电容，cp2为接收线圈并联补偿电容，cr为中继线圈串联补偿电路，可选取为任意值，uoc为戴维南等效的开路电压，xeq为戴维南等效阻抗，isc为等效源变换的等效电流源，irl为负载上输出电流。

进一步的，若所求电容值出现负值时，则用电感补偿，补偿电感值与负的补偿电容值的关系如下式所示：

本发明与现有技术相比具有以下有益效果：

本发明将中继线圈内阻引入到模型中，加以分析，得到一种不受中继线圈上补偿电容及内阻影响的恒流输出补偿网络结构与参数的确定方法，同时也消除三线圈系统中的交叉耦合问题，使系统完全补偿，从而获得良好的输出特性，并且具有抗失谐能力。

附图说明

图1是本发明一实施例中三线圈互感模型；

图2是本发明一实施例中变压器t模型；

图3是本发明一实施例中复数电感等效模型；

图4是本发明一实施例中互感模型等效为变压器t模型；

图5是本发明一实施例中戴维南等效图1；

图6是本发明一实施例中等效源变换图1；

图7是本发明一实施例中戴维南等效图2；

图8是本发明一实施例中等效源变换图2；

图9是本发明一实施例中ssp型的补偿拓扑；

图10是本发明一实施例中sp型的补偿拓扑；

图11是本发明一实施例中psp型的补偿拓扑；

图12是本发明一实施例中pp型补偿拓扑；

图13是本发明一实施例中负载电流幅值与理论值相符；

图14是本发明一实施例中变负载，输出电流增益基本不变；

图15是本发明一实施例中中继线圈谐振电容偏移时，输出电流增益基本不变

图16是本发明一实施例中不使用中继线圈谐振电容时，输出电流值与理论值相符；

图17是本发明一实施例中不使用中继线圈补偿电容时，变负载输出电压增益基本不变；

图18是本发明一实施例中负载电流幅值与理论值相符；

图19是本发明一实施例中变负载，输出电流增益基本不变；

图20是本发明一实施例中中继线圈谐振电容偏移时，输出电流增益基本不变；

图21是本发明一实施例中不使用中继线圈谐振电容时，输出电流值与理论值相符；

图22是本发明一实施例中不使用中继线圈补偿电容时，变负载输出电压增益基本不变。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

本实施例中，基于二端口特性，将原有三线圈多级、复杂的互感模型等效为简单明了的变压器t模型，其等效电路模型如图2所示；等效后的变压器t模型，将作为中转站的中继线圈“消除”，并将各线圈的耦合关系和中继线圈上内阻融入到变压器t模型中的lpk，lsk，lm，n中。

根据kvl，列出各回路电压方程：

其中l1，lr，l2分别为发射线圈自感、中继线圈自感与接收线圈自感，m1r为发射线圈与中继线圈之间的互感，mr2为中继线圈与接收线圈之间的互感，m12为发射线圈与接收线圈之间的互感，cr为中继线圈回路补偿电容，rr为中继线圈上内阻，ω为系统工作角频率，不同于ω0；

同样得出矩阵表达式：

lpk与lsk分别为变压器t模型里原边和副边的等效漏感，n为变压器t模型的等效变比，该变比不同于变压器的匝比，理论上它可以是任意值(包括实数和复数)，lm为变压器t模型的等效激磁电感。

为保证二端口特性相同，可得出变压器t模型中各参数与互感模型中各参数的关系如下所示：

在等效过程中，发现求解的lm，lpk，lsk的表达式为一个复数，存在实部与虚部。定义实部部分乘以jw为电抗，而将虚部部分乘以jw为电阻，如图3所示，

不同的复数，存在不同的形式，其中最特别的是呈现负电阻，电抗部分：

电阻部分：

l1，l2，lr，m1r，mr2，m12，rr均可通过实际测量获得。从表达式可知，随着无线电能传输系统的磁耦合结构以及补偿电容cr值的固定，lm，lpk，lsk都可由不同的n来确定。将等效后的变压器t模型置于无线电能传输系统中去。

基于上述变换，本实施例中，一种含中继线圈的三线圈磁耦合系统的补偿网络结构及参数确定方法，从rpk，rsk的表达式发现，当一个为正数时，另一个必为负数。抓住模型中的负电阻，寻找到补偿电容cs，消除电阻影响，使得等效的zeq只含有xeq，如图5所示：

再通过在接收线圈上并联补偿电容cp，用于补偿剩余的xeq部分，实现恒流输出，如图6所示：

将输入电压源替换为输入电流源时，可寻找到补偿电容cp1，消除电阻影响，使得等效的zeq只含有xeq，如图7所示：

再通过在接收线圈上并联补偿电容cp2，用于补偿剩余的xeq部分，实现恒流输出，如图8所示：

从cs，cp与cp1，cp2的表达式中发现，其取值与变压器变比n，中继线圈环节的rr和选取的串联补偿电容cr值无关(cr可取任意值)，所以此种补偿参数确定方法，不仅消除了交叉耦合和rr的影响，实现电抗的完全补偿，还具有抗中继线圈失谐能力。本实施例取消中继线圈上谐振电容，仍然能够实现系统恒流输出。

在本实施例中，参考图9，ssp型补偿拓扑，通过所提出的参数确定方法获得输出恒流特性，通过对等效后的变压器t模型，进行戴维南等效和等效源变换，得到负载前的阻抗完全补偿，等效源isc直接加在负载两端，实现恒流输出：

在本实施例中，参考图10，sp型补偿拓扑，取消了中继线圈环节上的补偿电容cr，只在发射线圈上串联补偿电容，接收线圈上并联补偿电容，即可实现输出恒流特性。

此时，取消中继线圈环节上的补偿电容cr，其变压器各参数表达式如下：

电抗部分：

电阻部分：

通过对等效后的变压器t模型，进行戴维南等效和等效源变换，得到负载前的阻抗完全补偿，等效源isc直接加在负载两端，实现恒流输出：

其中l1，lr，l2分别为发射线圈自感、中继线圈自感与接收线圈自感，m1r为发射线圈与中继线圈之间的互感，mr2为中继线圈与接收线圈之间的互感，m12为发射线圈与接收线圈之间的互感，ω为系统工作角频率，cs为发射线圈串联补偿电容，cp为接收线圈并联补偿电容，cr为中继线圈串联补偿电路，可选取为任意值，isc为等效源变换的等效电流源，irl为负载上输出电流。

在本实施例中，参考图11，psp型补偿拓扑，通过本实施例中所提出的参数确定方法获得输出恒流特性，通过对等效后的变压器t模型，进行戴维南等效和等效源变换，得到负载前的阻抗完全补偿，等效源isc直接加在负载两端，实现恒流输出：

在本实施例中，如图12中，pp型补偿拓扑，取消了中继线圈环节上的补偿电容cr，只在发射、接收线圈上并联补偿电容，即可实现输出恒流特性。通过对等效后的变压器t模型，进行戴维南等效和等效源变换，得到负载前的阻抗完全补偿，等效源isc直接加在负载两端，实现恒流输出：

其中l1，lr，l2分别为发射线圈自感、中继线圈自感与接收线圈自感，m1r为发射线圈与中继线圈之间的互感，mr2为中继线圈与接收线圈之间的互感，m12为发射线圈与接收线圈之间的互感，ω为系统工作角频率，cp1为发射线圈并联补偿电容，cp2为接收线圈并联补偿电容，cr为中继线圈串联补偿电路，可选取为任意值，uoc为戴维南等效的开路电压，xeq为戴维南等效阻抗，isc为等效源变换的等效电流源，irl为负载上输出电流。

以上的补偿方法，都可实现恒流输出，如若所求电容值出现负值时，则用电感补偿，补偿电感值与负的补偿电容值的关系如下式所示：

实施例1：

本实施例中，对于工作在100khz频率下的三线圈无线电能传输系统，其磁耦合结构发射线圈自感为170uh，中继线圈自感为170uh，接收线圈自感为240uh，k1r＝0.1197，kr2＝0.4555，k12＝0.1369，中继线圈内阻rr＝1.1ω，中继线圈谐振电容cr选取发射线圈连接的逆变输入源幅值为100v。

采逆变输入为电压源，进行补偿如下：

利用上述公式，计算出cs和cp，此时cs＝15.46nf，cp＝22.03nf，此时输出侧即可达到恒流输出幅值-j6.259a的效果，并且不受中继线圈上内阻与补偿电容大小影响，仿真结果如图13-17所示；

将逆变输入源改为电流源，进行补偿如下：

将逆变输入源改为电流源，幅值为1a，利用上述公式，计算出cp1和cp2，此时cs＝15.46nf，cp＝22.03nf，此时输出侧即可达到恒流输出幅值-6.445a的效果，并且不受中继线圈上内阻与补偿电容大小影响，仿真结果如图18-22所示；

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。