一种LLC谐振变换器的电流检测方法及装置与流程

本发明属于电力电子的开关电源技术领域，更具体地，涉及一种llc谐振变换器的电流检测方法及装置。

背景技术：

为了顺应开关电源的小型化趋势，功率半导体器件选择了高频化的发展方向，因为对于开关电源来说，减小尺寸、提高功率密度最有效的方法就是提高开关频率。近年来，第三代宽禁带半导体因为其优异的高开关频率和低驱动损耗等特性，可以极大地提升电源装置的性能，而在开关电源领域得到了广泛的应用。由于llc谐振变换器可以在全负载范围实现软开关减小开关损耗，结构简单而高效，和第三代半导体的特性非常契合，因此使用第三代半导体的llc谐振变换器成为了研究的热点。

不论是单相llc谐振变换器的精确闭环控制还是多相llc谐振变换器的精确均流控制，都需要准确快速的电流反馈信息。随着第三代半导体的应用和推广，llc谐振变换器的开关频率提高到数百khz甚至mhz级，而且llc谐振变换器工作时变压器次级侧的整流电路输出电流波形为2倍开关频率的半波波形，电流纹波幅度非常大。超高的开关频率和llc本身的特性导致普通的电流检测方法很难获得llc谐振变换器的准确实时输出电流信息，即llc谐振变换器的瞬时负载难以获知，给高频工作下的llc谐振变换器的精确控制和交错并联llc谐振变换器的均流控制带来了挑战。

在第三代半导体推广应用前，llc谐振变换器的开关频率普遍偏低，为了得到变换器运行时的电流信息，通常会对变换器进行每周期5-10次的高频电流采样，以此估算每周期的电流波形；在对电流信息实时性要求不高的场合，也可以对通过低通滤波电路对高频半波电流进行低通滤波采样，通过采样的低通电流值估算实际波形，但这种方法存在很明显的问题是动态特性差，对电流的采样存在滞后性，会对动态特性要求较高的算法产生负面影响，在变换器工作情况不稳定时影响尤为明显。

技术实现要素：

针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种llc谐振变换器的电流检测方法及装置，旨在解决现有的高频llc谐振变换器电流检测方法无法准确实时获取llc谐振变换器的电流信息的技术问题。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种llc谐振变换器的电流检测方法，包括：

将llc谐振变换器的谐振电流ir分解为正弦分量和余弦分量叠加的形式后，将llc谐振变换器的输出电流id整理为llc谐振变换器的谐振电流ir和励磁电流im的表达式id(t)；

在llc谐振变换器运行的过程中，在半个谐振周期内任选一个时刻t′对输出电流id进行一次采样，得到采样电流值id(t′)，由此得到在时刻t′，谐振电流ir和励磁电流im的关系；

联立在半个谐振周期的开始时刻，谐振电流ir和励磁电流im相等的关系，以及在时刻t′，谐振电流ir和励磁电流im的关系，求解得到谐振电流ir的正弦分量和余弦分量的幅值，代入表达式id(t)，由此得到llc谐振变换器的输出电流id在半个谐振周期所属开关周期内的波形表达式。

本发明将llc谐振变换器的谐振电流ir分解为正弦分量和余弦分量叠加的形式，使得谐振电流ir的表达式中仅包含正弦分量幅值和余弦分量幅值这两个未知数；将输出电流id整理为llc谐振变换器的谐振电流ir和励磁电流im的表达式id(t)后，由于励磁电流im仅与llc谐振变换器的结构参数和输出电压这些已知参数相关，因此表达式id(t)中同样只有两个未知数；由于在半个谐振周期的开始时刻，谐振电流ir和励磁电流im存在相等的关系，仅需对输出电流id进行一次采样，便可得到谐振电流ir和励磁电流im间的在另一个时刻的关系，联立两个关系表达式，即可求出输出电压表达式中的两个未知数，进而得到输出电流id(t)在相应开关周期内的波形表达式；本发明检测llc谐振变换器的电流过程无需多次采样，也无需复杂的拟合过程，能够实现对电流的实时、准确检测，提高后续控制算法的动态性能。

进一步地，将llc谐振变换器的输出电流id整理为llc谐振变换器的谐振电流ir和励磁电流im的表达式id(t)后，表达式id(t)为：

id(t)＝n|ir(t)-im(t)|

其中，n表示llc谐振变换器中变压器的初级侧与次级侧的匝数比，t表示时间变量。

在一些可选的实施例中，对输出电流id进行采样的半个谐振周期，为一个开关周期内的前半个谐振周期。

进一步地，将llc谐振变换器的谐振电流ir分解为正弦分量和余弦分量叠加的形式后，谐振电流ir的表达式为：

其中，ir1和ir3分别表示分解后谐振电流的正弦分量和余弦分量的幅值，tr表示llc谐振变换器的谐振周期，t表示时间变量。

进一步地，llc谐振变换器的励磁电流im的表达式为：

其中，n表示llc谐振变换器中变压器的初级侧与次级侧的匝数比，vo表示llc谐振变换器的输出电压，tr表示llc谐振变换器的谐振周期，lm表示llc谐振变换其中的变压器励磁电感，t表示时间变量。

在一些可选的实施例中，对输出电流id进行采样的半个谐振周期，为一个开关周期内的后半个谐振周期。

进一步地，将llc谐振变换器的谐振电流ir分解为正弦分量和余弦分量叠加的形式后，谐振电流ir的表达式为：

其中，ir1和ir2分别表示分解后谐振电流的正弦分量和余弦分量的幅值，tr表示llc谐振变换器的谐振周期，t表示时间变量。

进一步地，llc谐振变换器的励磁电流im的表达式为：

其中，n表示llc谐振变换器中变压器的初级侧与次级侧的匝数比，vo表示llc谐振变换器的输出电压，tr表示llc谐振变换器的谐振周期，lm表示llc谐振变换其中的变压器励磁电感，t表示时间变量。

进一步地，本发明提供的llc谐振变换器的电流检测方法，还包括：

llc谐振变换器的输出电流id在半个谐振周期所属开关周期内的波形表达式，计算输出电流id在对应开关周期内的峰值和/或有效值。

按照本发明的另一个方面，提供了一种llc谐振变换器的电流检测装置，包括：采样单元和计算单元；

计算单元，用于将llc谐振变换器的谐振电流ir分解为正弦分量和余弦分量叠加的形式后，将llc谐振变换器的输出电流id整理为llc谐振变换器的谐振电流ir和励磁电流im的表达式id(t)；

采样单元，用于在llc谐振变换器运行的过程中，在半个谐振周期内任选一个时刻t′对输出电流id进行一次采样，得到采样电流值id(t′)，由此得到在时刻t′，谐振电流ir和励磁电流im的关系；

计算单元，还用于联立在半个谐振周期的开始时刻，谐振电流ir和励磁电流im相等的关系，以及在时刻t′，谐振电流ir和励磁电流im的关系，求解得到谐振电流ir的正弦分量和余弦分量的幅值，代入表达式id(t)，由此得到llc谐振变换器的输出电流id在半个谐振周期所属开关周期内的波形表达式。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：

(1)本发明通过单次采集瞬时电流以及理论分析，能够实时计算llc变换器高频工作下每个开关周期的实时输出电流情况，提高了llc变换器控制算法的动态特性和响应速度，有利于llc谐振变换器在高频工作状态下的精确控制。

(2)本发明仅需要采样速度匹配llc开关频率的电流采样芯片即可实现对单次瞬时电流的采样并完成电流检测，无需添加复杂采样电路，硬件要求较低，成本低廉。

附图说明

图1为现有的llc谐振变换器的结构示意图；

图2为现有的llc谐振变换器的开关信号、谐振电流ir、励磁电流im以及整流电路末端的输出电流id波形示意图；其中，(a)为llc谐振变换器的开关信号波形示意图，(b)为llc谐振变换器的谐振电流ir和励磁电流im的波形示意图，(c)为llc谐振变换器的整流电路末端的输出电流id波形示意图；

图3为本发明实施例提供的llc谐振变换器的电流检测方法示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。

在详细解释本发明的技术方案之前，先对llc谐振变换器的结构及其工作原理作如下简要介绍。

llc谐振变换器的结构如图1所示，llc谐振变换器的电路结构包括：输入滤波电容ci、由四个开关管(q1q2q3q4)组成的逆变桥、谐振电感lr、谐振电容cr、变压器t、由四个二极管(d1d2d3d4)组成的整流电路以及输出滤波电容co；在整流电路的末端(例如图1中所示的采样点s)即为llc谐振变换器的输出电流id。

llc谐振变换器的一个开关周期的持续时间为ts＝2t2，llc谐振变换器的谐振周期为tr＝2t1，在以下实施例中，llc谐振变换器均工作在ts＞tr的工作区间；其中，谐振周期tr的计算公式具体为

向图1所示的llc谐振变换器中注入驱动电流后，该llc谐振变换器开始运行，运行过程中，开关信号、谐振电流ir、励磁电流im以及整流电路末端的输出电流id波形示意图如图2所示。

如图2中的(a)所示，在t0时刻，即一个开关周期的开始时刻(前半个谐振周期的开始时刻)，开关管q1、q4开通，由于开通前的谐振电流ir小于0，q1、q4处于反向导通续流状态，因此q1、q4两端电压处于箝位状态，使q1、q4在t0时刻可以零电压开通(zero-voltage-switching，zvs)，谐振电流ir流经q1、q4，lr和cr开始谐振，变压器由于被次级侧箝位，励磁电流im近似线性上升，变压器次级侧电压方向为上正下负，电流流经整流二极管d1、d4为负载供能。

如图2中的(b)所示，t1时刻，即前半个谐振周期末，谐振电流ir与励磁电流im大小相等，因此变压器初级侧和次级侧的能量交换断开，次级侧电流迅速下降为0，然后整流二极管d1、d4实现零电流关断，次级侧电流io＝0。由于整流电路的关断，对变压器原边的箝位消除，此时变压器励磁电感lm与谐振电感lr一起和谐振电容cr产生谐振，由于变压器励磁电感lm远大于谐振电感lr，因此这三者谐振的角速度ωr远小于t0-t1时间段的谐振角速度，因此此时的谐振电流ir与励磁电流im近似不变。

针对现有的llc谐振变换器电流检测方法因需要多次采样并基于采样结果估算各开关周期的电流波形，而无法实现对高频llc谐振变换器电流的准确、实时检测的问题，本发明提供了一种llc谐振变换器的电流检测方法及装置，其整体思路在于，基于llc谐振变换器的工作原理，通过理论推导的方式对llc谐振变换器的输出电流表达式进行变换，使得仅需一次电流采样，便可结合llc谐振变换器中的已知条件求解出llc谐振变换器的输出电流在各开关周期的电流波形。

基于上述思路，本发明基于llc谐振变换器的工作原理作出如下推导：

以uc和ul分别表示谐振电容cr和谐振电感lr的电压，以i1,ini和v1,ini表示t0时刻的谐振电流ir和电压uc的初始值，即因为

得出

励磁电流

其中，vi表示llc谐振变换器的输入电压，vo表示llc谐振变换器的输出电压，n表示变压器t的初级侧与次级侧的匝数比；

由于在t0-t1时间段内，谐振电流ir与励磁电流im近似不变，由此可知在t0-t1时间段内im(t)＝ir(t)＝im(t1)＝ir(t1)，而如图2中的(b)所示，t3-t4时间段内(即后半个谐振周期内)各波形变化与t0-t1时间段大小相同方向相反，即im(t3)＝ir(t3)＝im(t0)＝ir(t0)＝-i1,ini，即

基于以上分析，可以计算得到，在t0-t1时间段内，励磁电流根据该表达式可知，在t0-t1的时间段内，励磁电流仅与llc谐振变换器的结构参数和输出电压这些已知参数相关；

设llc谐振变换器的输出电流为id(t)＝n|ir(t)-im(t)|，由于t0时刻谐振电流等于励磁电流，所以ir(t0)＝im(t0)；在t0-t1时间段内任意时刻t′对输出电流id(t)进行采样，得到t′时刻采样电流值id(t′)＝n|ir(t′)-im(t′)|；

两式联立得计算出中两个变量ir1和ir2，由此可以计算出id(t)在这个开关周期的波形表达式，推导出llc谐振变换器在这个周期的瞬时负载。

t3-t4时间段内(即后半个谐振周期内)，励磁电流im(t)和谐振电流ir(t)的波形变化与t0-t1时间段大小相同方向相反，如图2中的(c)所示，t3-t4时间段内，输出电流id(t)的波形变化与t0-t1时间段相同，因此，在t3-t4时间段内id(t)＝n|ir(t)-im(t)|；同样地，在t3时刻，ir(t3)＝im(t3)，在t3-t4时间段内任意时刻t′对输出电流id(t)进行采样，得到t′时刻采样电流值id(t′)＝n|ir(t′)-im(t′)|；两式联立，可计算出两个变量ir1和ir2，由此可以计算出id(t)在这个开关周期的波形表达式。

以下为实施例。

实施例一：

一种llc谐振变换器的电流检测方法，如图3所示，包括：

将llc谐振变换器的谐振电流ir分解为正弦分量和余弦分量叠加的形式后，将llc谐振变换器的输出电流id整理为llc谐振变换器的谐振电流ir和励磁电流im的表达式id(t)；

在llc谐振变换器运行的过程中，在半个谐振周期内任选一个时刻t′对输出电流id进行一次采样，得到采样电流值id(t′)，由此得到在时刻t′，谐振电流ir和励磁电流im的关系；

联立在半个谐振周期的开始时刻，谐振电流ir和励磁电流im相等的关系，以及在时刻t′，谐振电流ir和励磁电流im的关系，求解得到谐振电流ir的正弦分量和余弦分量的幅值，代入表达式id(t)，由此得到llc谐振变换器中整流电路末端的输出电流id在半个谐振周期所属开关周期内的波形表达式；

在本实施例中，对输出电流进行采样的半个谐振周期为一个开关周期内的前半个谐振周期，即图2中所示的t0-t1时间段，电流采样点为llc谐振变换器的整流电路末端，即图1中的电流采样点s；

本实施例中，

联立

求解得到谐振电流ir的正弦分量和余弦分量的幅值ir1和ir2，代入表达式id(t)，得到llc谐振变换器的输出电流在一个开关周期内的波形表达式为

基于llc谐振变换器的输出电流在一个开关周期内的波形表达式，可推导出llc谐振变换器在这个周期的瞬时负载；

作为一种可选的实施方式，本实施例进一步包括：

根据llc谐振变换器中整流电路末端的输出电流id在半个谐振周期所属开关周期内的波形表达式，计算输出电流id在对应开关周期内的峰值和/或有效值。

总体而言，本实施例通过单次采集瞬时电流以及理论分析，能够实时计算llc变换器高频工作下每个开关周期的实时输出电流情况，提高了llc变换器控制算法的动态特性和响应速度，有利于llc谐振变换器在高频工作状态下的精确控制。

实施例二：

一种llc谐振变换器的电流检测方法，本实施例与上述实施例一类似，不同之处在于，本实施例中，对输出电流进行采样的半个谐振周期为一个开关周期内的后半个谐振周期，即图2中所示的t3-t4时间段；

本实施例中，

联立

求解得到谐振电流ir的正弦分量和余弦分量的幅值ir1和ir2，代入表达式id(t)，得到llc谐振变换器的输出电流在一个开关周期内的波形表达式为

基于llc谐振变换器的输出电流在一个开关周期内的波形表达式，可推导出llc谐振变换器在这个周期的瞬时负载。

实施例三：

一种llc谐振变换器的电流检测装置，包括：采样单元和计算单元；

计算单元，用于将llc谐振变换器的谐振电流ir分解为正弦分量和余弦分量叠加的形式后，将llc谐振变换器的输出电流id整理为llc谐振变换器的谐振电流ir和励磁电流im的表达式id(t)；

采样单元，用于在llc谐振变换器运行的过程中，在半个谐振周期内任选一个时刻t′对输出电流id进行一次采样，得到采样电流值id(t′)，由此得到在时刻t′，谐振电流ir和励磁电流im的关系；采样单元可为采样速度匹配开关频率的电流采样芯片；

计算单元，还用于联立在半个谐振周期的开始时刻，谐振电流ir和励磁电流im相等的关系，以及在时刻t′，谐振电流ir和励磁电流im的关系，求解得到谐振电流ir的正弦分量和余弦分量的幅值，代入表达式id(t)，由此得到llc谐振变换器中整流电路末端的输出电流id在半个谐振周期所属开关周期内的波形表达式；

本实施例中，各模块的具体实施方式，请参考上述方法实施例中的描述，在此将不作复述。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。