适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相方法及系统与流程

本公开涉及电机技术领域，尤其涉及一种适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相方法及系统。

背景技术：

现有的基于对称信号闭环的换相方法，通过反电动势过零点等方法延迟后获取换相信号，构建的闭环反馈量可以是反电动势电压偏差、电流偏差、电压积分偏差或者电流积分偏差等。由于电机的反电动势和电流通常具有对称性和周期性，在无刷直流电机换相准确时，反馈量等于零。当存在换相误差时，这种对称性被破坏，反馈量不再为零，且反馈量大小与换相误差存在正相关的关系，通过建立闭环控制回路，就可以实现无刷直流电机的闭环精准换相。

但是在无刷直流电机变速的情况下，电机信号的对称性和周期性就会变化，反馈信号也因此产生畸变，反馈信号畸变引起的换相误差被引入系统，严重影响无刷直流电机换相的准确性，即无刷直流电机转速的变化会引起反馈信号的畸变，产生错误的误差补偿，进而造成无刷直流电机换相存在误差。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题或者至少部分地解决上述技术问题，本公开提供了一种适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相方法及系统，在有效实现了无刷直流电机换相误差的闭环控制的同时，能够有效消除变速工况下反馈量畸变导致的换相误差，提高了变速工况下无刷直流电机无位置换相的准确性。

第一方面，本公开提供了一种适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相方法，包括：

获取变速工况下所述无刷直流电机的三相反电动势信号；

根据所述三相反电动势信号获取三相虚拟霍尔信号；

获取反馈信号并在所述三相虚拟霍尔信号换相点的前后时刻分别对所述反馈信号进行采样以获得反馈量；

根据所述反馈量进行闭环pi控制算法以控制所述无刷直流电机换相。

可选地，对所述反馈信号进行采样的采样点与对应的所述虚拟霍尔信号换相点之间的时间距离大于等于设定时间距离。

可选地，所述根据所述反馈量进行闭环pi控制算法，包括：

对所述反馈量进行线性处理以获得所述无刷直流电机的换相误差角。

可选地，所述换相误差角满足如下计算公式：

其中，为所述换相误差角，δu为所述反馈量，a1为所述无刷直流电机的反电动势对应的第一谐波系数。

可选地，所述根据所述反馈量进行闭环pi控制算法，还包括：

对所述换相误差角依次进行积分运算、第一比例运算、第一加法运算、第二比例运算和第二加法运算以获得换相误差校正时间；

将所述换相误差校正时间与所述三相虚拟霍尔信号进行叠加以控制所述无刷直流电机换相。

可选地，还包括：

获取正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量；

将所述换相误差量作为前馈控制量输入至无刷直流电机换相误差闭环控制电路。

可选地，所述换相误差量满足如下计算公式：

其中，tf_f(ω)为所述换相误差量，ω为所述无刷直流电机的电角速度，c为反电动势零点检测电路中滤波器的滤波电容值，r1为所述反电动势零点检测电路中分压电路的第一分压电阻，r2为所述反电动势零点检测电路中分压电路的第二分压电阻。

第二方面，本公开提供了一种适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相系统，包括：

无刷直流电机换相误差闭环控制电路，用于获取变速工况下所述无刷直流电机的三相反电动势信号，以及根据所述三相反电动势信号获取三相虚拟霍尔信号，以及获取反馈信号并在对应的虚拟霍尔信号换相点的前后时刻分别对所述反馈信号进行采样以获得反馈量；

pi控制电路，与所述无刷直流电机换相误差闭环控制电路连接，用于根据所述反馈量进行闭环pi控制算法以控制所述无刷直流电机换相。

可选地，所述pi控制电路包括：

反馈线性化控制环节，与所述无刷直流电机换相误差闭环控制电路连接，用于对所述反馈量进行线性处理以获得所述无刷直流电机的换相误差角；

pi调节电路，与所述反馈线性化控制环节连接，用于对所述换相误差角依次进行积分运算、第一比例运算、第一加法运算、第二比例运算和第二加法运算以获得换相误差校正时间，以及将所述换相误差校正时间与所述三相虚拟霍尔信号进行叠加以控制所述无刷直流电机换相。

可选地，还包括：

前馈控制环节，所述前馈控制环节分别与所述pi调节电路和所述无刷直流电机换相误差闭环控制电路连接，用于获取正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量，并将所述换相误差量作为前馈控制量输入至所述无刷直流电机换相误差闭环控制电路。

本公开实施例提供的技术方案与现有技术相比具有如下优点：

本公开实施例提供的适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相方法及系统，通过获取变速工况下无刷直流电机的三相反电动势信号，根据三相反电动势信号获取三相虚拟霍尔信号，获取反馈信号并在三相虚拟霍尔信号换相点的前后时刻分别对反馈信号进行采样以获得反馈量，根据反馈量进行闭环pi控制算法以控制无刷直流电机换相。这样，在有效实现了无刷直流电机换相误差的闭环控制的同时，通过在设定虚拟霍尔信号换相点的前后时刻分别对反馈信号进行采样以获得反馈量，能够有效消除变速工况下反馈量畸变导致的换相误差，提高了变速工况下无刷直流电机无位置换相的准确性，使得在无刷直流电机恒速和变速时均能实现换相误差的精确闭环控制。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。

为了更清楚地说明本公开实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本公开实施例提供的一种适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相方法的流程示意图；

图2为本公开实施例提供的一种无刷直流电机的拓扑结构示意图；

图3为本公开实施例提供的无刷直流电机相关信号的波形示意图；

图4为本公开实施例提供的一种采样触发信号逻辑处理电路的结构示意图；

图5为本公开实施例提供的一种采样触发信号的波形示意图；

图6为本公开实施例提供的一种反电动势过零点检测电路的结构示意图；

图7为本公开实施例提供的一种适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相系统的结构示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本公开的上述目的、特征和优点，下面将对本公开的方案进行进一步描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本公开的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本公开，但本公开还可以采用其他不同于在此描述的方式来实施；显然，说明书中的实施例只是本公开的一部分实施例，而不是全部的实施例。

图1为本公开实施例提供的一种适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相方法的流程示意图。适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相方法可以应用在变速工况下控制无刷直流电机进行无位置换相的应用场景，可以由本公开实施例提供的适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相系统执行。如图1所示，适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相方法包括：

s110、获取变速工况下无刷直流电机的三相反电动势信号。

具体地，高速无刷直流电机采用空心杯定子，电感很小，传统的pwm(pulsewidthmodulation，脉冲宽度调制)斩波方式会产生电流尖峰，所以无刷直流电机采用pam(pulseamplitudemodulation，脉冲振幅调制)方式调制。

图2为本公开实施例提供的一种无刷直流电机的拓扑结构示意图。如图2所示，利用降压式变换器1对驱动电压uin进行调制，由于无刷直流电机2采用了空心杯定子，电枢绕组之间的互感可以忽略不计，无刷直流电机的平衡方程如下：

其中，如图2所示，l为无刷直流电机2的相电感，r为无刷直流电机2的相电阻，ea、eb、ec分别为无刷直流电机2的三相反电动势，n为无刷直流电机2中定子绕组的中性点，ua、ub、uc分别为无刷直流电机2的端电压，ia、ib、ic分别为无刷直流电机2的相电流，m为无刷直流电机驱动电压的中点，t为时间，um为m点的电压，un为n点的电压。

无刷直流电机工作在三相六状态，t1晶体管至t6晶体管形成三相六状态的桥臂结构，每一时刻有两相电枢绕组导通，以x相表示a相、b相或者c相，当x相不导通时，存在如下计算关系：

ux-un＝ex

因此，由无刷直流电机的端电压ux和n点的电压un即可获得变速工况下无刷直流电机的三相反电动势信号ex。

图3为本公开实施例提供的无刷直流电机相关信号的波形示意图。图3中横坐标表示时间t，纵坐标表示各信号的电压大小，获取的变速工况下无刷直流电机的三相反电动势信号ea、eb、ec的波形如图3所示，三相反电动势信号的波形处于正弦波与梯形波之间。

s120、根据三相反电动势信号获取三相虚拟霍尔信号。

如图3所示，反电动势过零点方法由反电动过零点检测和信号延迟环节组成，根据公式ux-un＝ex，将检测得到的三相反电动势信号ea、eb、ec过零信息分别延迟90°就可以对应得到三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc，获取的三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc的波形如图3所示，三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc用于无刷直流电机的换相。根据三相反电动势信号ea、eb、ec获取三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc，有效实现了反电动势过零点方法的无位置换相。

s130、获取反馈信号并在三相虚拟霍尔信号换相点的前后时刻分别对反馈信号进行采样以获得反馈量。

具体地，如图2所示，反馈信号的电压为umn，即反馈信号的电压为m点电压与n点电压的差值，由基尔霍夫定律可知umn满足如下计算公式：

其中，uag为a相端电压ua与g点电压的差值，ubg为b相端电压ub与g点电压的差值，ucg为c相端电压uc与g点电压的差值，u0为降压式变换器1的输出电压，由此可以获取到反馈信号umn。

在三相虚拟霍尔信号换相点的前后时刻分别对反馈信号进行采样以获得反馈量，即分别在a相虚拟霍尔信号sa、b相虚拟霍尔信号sb和c相虚拟霍尔信号sc换相点的前后时刻对反馈信号进行采样以获得反馈量。如图3所示，以b相虚拟霍尔信号sb为例，在虚拟霍尔信号sb换相点的前后时刻分别对反馈信号umn进行采样，即在虚拟霍尔信号sb上升沿的左侧和右侧分别对反馈信号umn进行采样得到u1和u2,进而得到反馈量δu，反馈量δu满足如下计算公式：

δu＝u2-u1

当换相准确时δu＝0，如图3中曲线31所示，换相滞后时δu<0，如图3中曲线32所示，换相超前时δu>0，如图3中曲线33所示，根据反馈量δu进行闭环pi控制算法，以控制无刷直流电机换相。另外，现有的方法基于电机信号对称的原理，仅仅利用电机一相的信息对换相误差控制，每个电周期内仅仅控制两次，控制频率低下且收敛速度慢。本公开实施例每个电周期内可以实现六次控制，提高了无刷直流电机的换相控制频率，提高了收敛速度。

具体地，无刷直流电机的换相位置位于反电动势交叉点的位置。当无刷直流电机恒速工作时，反电动过零点延迟30°、90°或者150°等的位置正是反电动势交叉点，利用反电动势、电流以及相电压等的周期性和对称性，可以实现换相误差的闭环消除，使换相点收敛至反电动势交点。

但是当无刷直流电机变速工作时，电机信号的周期性和对称性就会被破坏。在不考虑换相续流的影响时，umn的波形切换时刻与无刷直流电机工作扇区的切换同步，无刷直流电机转速变化会造成反馈信号的畸变，闭环系统会对换相误差进行错误的补偿，产生换相误差。

本公开实施例利用umn的交叉点与反电动势的交叉点保持同步的特性，通过在设定虚拟霍尔信号换相点的前后时刻分别对反馈信号进行采样，将前后采样到的电压作为控制目标，有效实现了无刷直流电机换相误差的闭环控制，且能够有效消除变速工况下反馈量畸变导致的换相误差，提高了变速工况下无刷直流电机无位置换相的准确性，使得在电机恒速和变速时均能实现换相误差的精确闭环控制。

可选地，可以设置对反馈信号进行采样的采样点与对应的虚拟霍尔信号换相点之间的时间距离大于等于设定时间距离。

图4为本公开实施例提供的一种采样触发信号逻辑处理电路的结构示意图。如图4所示，将三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc输入到采样触发信号逻辑处理电路4以得到对反馈信号进行采样的触发信号trg，其中，41为非门，42为与门，43为或门，经过采样触发信号逻辑处理电路4的处理，使得触发信号trg的边沿与三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc的边沿一致，即触发信号trg包含有三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc的信息。

图5为本公开实施例提供的一种采样触发信号的波形示意图。如图5所示，图5中横坐标表示时间t，纵坐标表示各信号的电压大小，由于换相续流的存在，在采样u2时，很容易在续流时间段内采样，影响采样精度。

结合图3至图5，为避开续流区间，本公开实施例设置对反馈信号进行采样的采样点u1和u2与对应的虚拟霍尔信号换相点，即对应的虚拟霍尔信号的上升沿之间的时间距离大于等于设定时间距离，也即对反馈信号进行采样的采样点u1和u2与触发信号trg的上升沿之间的时间距离大于等于设定时间距离。以b相虚拟霍尔信号sb为例，例如可以将触发信号trg向左移动δ角度得到换相点的左侧触发信号trg_l，将触发信号trg向右移动δ角度得到换相点的右侧触发信号trg_r，通过trg_l和trg_r实现虚拟霍尔信号换相点两侧u1和u2采样，且通过设置采样时滞后和超前一定角度δ，有效避开了续流区间。

s140、根据反馈量进行闭环pi控制算法以控制无刷直流电机换相。

可选地，根据反馈量进行闭环pi控制算法，可以先对反馈量进行线性处理以获得无刷直流电机的换相误差角，换相误差角满足如下计算公式：

其中，为换相误差角，δu为反馈量，a1为无刷直流电机的反电动势对应的第一谐波系数。

具体地，反馈量δu与换相误差之间存在非线性的关系，会影响控制系统的收敛速度，如图2所示，以ab相切换到ac相为例，反馈量满足如下公式：

由上述公式可知，反馈量是反电动势采样电压的一半，由各阶次的谐波组成，这就导致误差闭环补偿系统的非线性。本公开实施例中，根据反电动势的谐波成分中占据了主要部分的基波和三次谐波，利用反电动势三次以内的谐波分量实现反馈线性化，有效降低了控制回路的非线性。

具体地，换相误差角和反馈量δu之间满足如下计算公式：

其中，因此可以通过δu表示为：

将上述换相误差角的近似计算公式嵌入闭环系统的反馈通道中，能够有效降低系统的非线性，提高控制系统的收敛速度，即可以利用反电动势的三次以内的主要谐波，近似计算反馈电压差所对应的换相误差，以解算的换相误差作为新的反馈量，构建新的闭环反馈系统，降低了系统的非线性，提高了收敛速度。

可选地，根据反馈量进行闭环pi控制算法，可以先对反馈量进行线性处理以获得无刷直流电机的换相误差角，然后对换相误差角依次进行积分运算、第一比例运算、第一加法运算、第二比例运算和第二加法运算以获得换相误差校正时间，并将换相误差校正时间与三相虚拟霍尔信号进行叠加以控制无刷直流电机换相。

具体地，根据反馈量进行闭环pi控制算法时，利用得到的换相误差角进行如下计算以获得换相误差校正时间t：

其中，kp和ki分别为比例增益和积分增益，t0＝π/(2ω)为初始延迟角，ω为无刷直流电机的电角速度。积分运算为第一比例运算为第一加法运算为第二比例运算为第二加法运算为并将换相误差校正时间与三相虚拟霍尔信号进行叠加以控制无刷直流电机换相，以实现换相误差的补偿。由此，通过以上方式建立闭环pi控制算法，实现了实时消除换相误差以及精准的换相控制。

可选地，还可以获取正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量，并将换相误差量作为前馈控制量输入至无刷直流电机换相误差闭环控制电路。换相误差量满足如下计算公式：

其中，tf_f(ω)为换相误差量，ω为无刷直流电机的电角速度，c为反电动势零点检测电路中滤波器的滤波电容值，r1为反电动势零点检测电路中分压电路的第一分压电阻，r2为反电动势零点检测电路中分压电路的第二分压电阻。

具体地，受到电压调制噪声的影响，反电动势过零点信息的检测容易产生误判，电机换相时的续流也是影响换相位置检测精度的原因之一，所以可以采用低通滤波电路来对反电动势进行滤波处理。图6为本公开实施例提供的一种反电动势过零点检测电路的结构示意图。如图6所示，反电动势过零点检测电路由滤波电路51、比较器电路52、光电耦合电路53以及施密特触发器54组成。r1和r2起到分压和调整滤波截止频率的作用，c0为滤波电容，ux和un通过滤波电路52后，噪声等干扰得以消除，再通过比较器电路52得到方波信号，经光电耦合电路53和施密特触发器54的隔离与调理，就可以得到反电动势的过零点信息zcp。

换相误差中正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量tf_f(ω)占据了主要部分，在基于对称性的闭环控制算法中，这一项的换相误差通过闭环的方式来消除，由于控制频率低和非线性的原因，在无刷直流电机的转速变化时，正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量tf_f(ω)作为干扰量无法得到及时消除。

也就是说，当无刷直流电机的转频接近滤波器的截止频率时，正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量tf_f(ω)产生变化，作为一种干扰被引入控制系统，导致新的换相误差，即在无刷直流电机变速的情况下，电机信号的对称性和周期性就会变化，滤波器延迟时间随转速变化导致的换相误差被引入系统。

本公开实施例中，由于换相误差量tf_f(ω)是正弦波基波通过滤波器产生的，与非理想反电动势不同，不用考虑高阶谐波的影响，可以直接通过传递函数计算得到，所以将得到的换相误差量tf_f(ω)作为前馈控制量输入至无刷直流电机换相误差闭环控制电路中，就可以实现换相误差量tf_f(ω)的前馈补偿，即在控制的前向通道中加入换相误差量tf_f(ω)，就能提前将换相误差量tf_f(ω)抵消，利用前馈方法将无刷直流电机的转速这一因素引入控制系统，消除基波对无刷直流电机换相精度的影响。

本公开实施例根据反电动势基波是正弦波，而且反电动势基波是滤波器换相误差的主要原因，利用滤波器的相频关系解算相位延迟角度，在pi控制的后端加入前馈通道，消除了基波对换相误差的影响。有效防止了电机转频在滤波器的截止频率附近，由于升速造成的换相误差，即采用前馈方法消除了反电动势基波延迟的影响，消除了由于转速变化带来的换相角度的干扰。

本公开实施例还提供了一种适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相系统。图7为本公开实施例提供的一种适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相系统的结构示意图。如图7所示，适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相系统包括无刷直流电机换相误差闭环控制电路6和pi控制电路7，pi控制电路7与无刷直流电机换相误差闭环控制电路6连接。

无刷直流电机换相误差闭环控制电路6用于获取变速工况下无刷直流电机的三相反电动势信号，以及根据三相反电动势信号获取三相虚拟霍尔信号，以及获取反馈信号并在三相虚拟霍尔信号换相点的前后时刻分别对反馈信号进行采样以获得反馈量，pi控制电路7用于根据反馈量进行闭环pi控制算法以控制无刷直流电机换相。

具体地，如图3所示，反电动势过零点方法由反电动过零点检测和信号延迟环节组成，根据公式ux-un＝ex，将检测得到的三相反电动势信号ea、eb、ec过零信息分别延迟90°就可以对应得到三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc，获取的三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc的波形如图3所示，三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc用于无刷直流电机的换相。根据三相反电动势信号ea、eb、ec获取三相虚拟霍尔信号sa、sb、sc，有效实现了反电动势过零点方法的无位置换相。

如图3所示，以虚拟霍尔信号为b相虚拟霍尔信号sb为例，在虚拟霍尔信号sb换相点的前后时刻分别对反馈信号umn进行采样，即在虚拟霍尔信号sb上升沿的左侧和右侧分别对反馈信号umn进行采样得到u1和u2,进而得到反馈量δu，反馈量δu满足如下计算公式：

δu＝u2-u1

当换相准确时δu＝0，如图3中曲线31所示，换相滞后时δu<0，如图3中曲线32所示，换相超前时δu>0，如图3中曲线33所示，根据反馈量δu进行闭环pi控制算法，以控制无刷直流电机换相。另外，现有的方法基于电机信号对称的原理，仅仅利用电机一相的信息对换相误差控制，每个电周期内仅仅控制两次，控制频率低下且收敛速度慢。本公开实施例每个电周期内可以实现六次控制，提高了无刷直流电机的换相控制频率，提高了收敛速度。

具体地，无刷直流电机的换相位置位于反电动势交叉点的位置。当无刷直流电机恒速工作时，反电动过零点延迟30°、90°或者150°等的位置正是反电动势交叉点，利用反电动势、电流以及相电压等的周期性和对称性，可以实现换相误差的闭环消除，使换相点收敛至反电动势交点。

但是当无刷直流电机变速工作时，电机信号的周期性和对称性就会被破坏。在不考虑换相续流的影响时，umn的波形切换时刻与无刷直流电机工作扇区的切换同步，无刷直流电机转速变化会造成反馈信号的畸变，闭环系统会对换相误差进行错误的补偿，产生换相误差。

本公开实施例利用umn的交叉点与反电动势的交叉点保持同步的特性，通过在设定虚拟霍尔信号换相点的前后时刻分别对反馈信号进行采样，将前后采样到的电压作为控制目标，有效实现了无刷直流电机换相误差的闭环控制，且能够有效消除变速工况下反馈量畸变导致的换相误差，提高了变速工况下无刷直流电机无位置换相的准确性，使得在电机恒速和变速时均能实现换相误差的精确闭环控制。

可选地，pi控制电路7可以包括反馈线性化控制环节71与pi调节电路72，反馈线性化控制环节71与无刷直流电机换相误差闭环控制电路6连接，pi调节电路72与反馈线性化控制环节71连接。反馈线性化控制环节71用于对反馈量进行线性处理以获得无刷直流电机的换相误差角，pi调节电路72用于对换相误差角依次进行积分运算、第一比例运算、第一加法运算、第二比例运算和第二加法运算以获得换相误差校正时间，以及将换相误差校正时间与三相虚拟霍尔信号进行叠加以控制无刷直流电机换相。

具体地，根据反馈量进行闭环pi控制算法，可以先对反馈量进行线性处理以获得无刷直流电机的换相误差角，换相误差角满足如下计算公式：

其中，为换相误差角，δu为反馈量，a1为无刷直流电机的反电动势对应的第一谐波系数。

具体地，反馈量δu与换相误差之间存在非线性的关系，会影响控制系统的收敛速度，如图2所示，以ab相切换到ac相为例，反馈量满足如下公式：

由上述公式可知，反馈量是反电动势采样电压的一半，由各阶次的谐波组成，这就导致误差闭环补偿系统的非线性。本公开实施例中，根据反电动势的谐波成分中占据了主要部分的基波和三次谐波，利用反电动势三次以内的谐波分量实现反馈线性化，有效降低了控制回路的非线性。

将上述换相误差角的计算公式嵌入闭环系统的反馈通道中，如图7所示，即将上述换相误差角的计算公式嵌入反馈线性化控制环节71中，能够有效降低系统的非线性，提高控制系统的收敛速度，即可以利用反电动势的三次以内的主要谐波，近似计算反馈电压差所对应的换相误差，以解算的换相误差作为新的反馈量，构建新的闭环反馈系统，降低了系统的非线性，提高了收敛速度。

具体地，根据反馈量进行闭环pi控制算法时，利用得到的换相误差角进行如下计算以获得换相误差校正时间t：

其中，kp和ki分别为比例增益和积分增益，t0＝π/(2ω)为初始延迟角，ω为无刷直流电机的电角速度。积分运算为第一比例运算为第一加法运算为第二比例运算为第二加法运算为由此，通过以上方式建立闭环pi控制算法，实现了实时消除换相误差以及精准的换相控制。

可选地，适用于变速工况的无刷直流电机无位置换相系统还可以包括前馈控制环节8，前馈控制环节8分别与pi调节电路72和无刷直流电机换相误差闭环控制电路6连接，前馈控制环节8用于获取正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量，并将换相误差量作为前馈控制量输入至无刷直流电机换相误差闭环控制电路6。

具体地，可以获取正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量，并将换相误差量作为前馈控制量输入至无刷直流电机换相误差闭环控制电路6。换相误差量满足如下计算公式：

其中，tf_f(ω)为换相误差量，ω为无刷直流电机的电角速度，c为反电动势零点检测电路中滤波器的滤波电容值，r1为反电动势零点检测电路中分压电路的第一分压电阻，r2为反电动势零点检测电路中分压电路的第二分压电阻。

换相误差中正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量tf_f(ω)占据了主要部分，在基于对称性的闭环控制算法中，这一项的换相误差通过闭环的方式来消除，由于控制频率低和非线性的原因，在无刷直流电机的转速变化时，正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量tf_f(ω)作为干扰量无法得到及时消除。

也就是说，当无刷直流电机的转频接近滤波器的截止频率时，正弦波基波通过滤波器产生的换相误差量tf_f(ω)产生变化，作为一种干扰被引入控制系统，导致新的换相误差，即在无刷直流电机变速的情况下，电机信号的对称性和周期性就会变化，滤波器延迟时间随转速变化导致的换相误差被引入系统。

本公开实施例中，由于换相误差量tf_f(ω)是正弦波基波通过滤波器产生的，与非理想反电动势不同，不用考虑高阶谐波的影响，可以直接通过传递函数计算得到，所以将得到的换相误差量tf_f(ω)作为前馈控制量输入至系统中，就可以实现换相误差量tf_f(ω)的前馈补偿，如图7所示，即在控制的前向通道，即前馈控制环节8中加入换相误差量tf_f(ω)，就能提前将换相误差量tf_f(ω)抵消，利用前馈方法将无刷直流电机的转速这一因素引入控制系统，消除基波对无刷直流电机换相精度的影响。

本公开实施例根据反电动势基波是正弦波，而且反电动势基波是滤波器换相误差的主要原因，利用滤波器的相频关系解算相位延迟角度，在pi控制的后端加入前馈通道，消除了基波对换相误差的影响。有效防止了电机转频在滤波器的截止频率附近，由于升速造成的换相误差，即采用前馈方法消除了反电动势基波延迟的影响，消除了由于转速变化带来的换相角度的干扰。

本公开实施例基于umn建立新的闭环换相误差补偿控制回路，不仅提高了控制的频率，并且避免了无刷直流电机的速度变化时由反馈量畸变所造成的错误补偿。其次，采用反馈线性化的方法降低了系统的非线性，提高了控制收敛速度。最后，采用前馈的方法消除基波引起的换相误差，在转频升速至滤波截止频率附近时，降低了基波延迟变化所带来误差干扰，实现了换相误差的快速有效消除，保证在速度变化时，电机的精准换相。

需要说明的是，在本文中，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上仅是本公开的具体实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本公开。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本公开的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本公开将不会被限制于本文的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。