一种采用转矩和定子磁链估计器的永磁同步电机控制方法与流程

本发明涉及一种采用转矩和定子磁链估计器的永磁同步电机控制方法，该方法在永磁同步电机无位置传感器控制系统中采用转矩和定子磁链估计器，达到提高永磁同步电机无位置传感器控制精度的目的。

背景技术：

永磁同步电机因为其带载能力强，在工业上尤其是机车牵引、绞车提升等矿业工作中得到了大规模应用。为了实现永磁同步电机换相，需要利用霍尔位置传感器或其它位置检测装置来实时检测转子位置。为了节约体积、节省成本，采用算法实现电机换相成为最近电机控制领域研究的热点。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种采用转矩和定子磁链估计器的永磁同步电机控制方法，具体在永磁同步电机无位置传感器控制系统中采用转矩和定子磁链估计器，通过向定子磁链幅值注入高频信号，得到的转子位置。针对永磁同步电机在低速运行时观测精度低问题，采用基于电流模型的定子磁链观测器，实现磁链和转速的在线辨识。

本发明采取如下技术方案来实现的：

一种采用转矩和定子磁链估计器的永磁同步电机控制方法，包括以下步骤：

1)建立定子磁链幅值和电磁转矩表达式；

2)当高频信号注入定子磁链时，相绕组中会产生高频定子电压和电流，建立转子同步坐标系下高频定子电压和电流关系式；

3)通过同步坐标系估计值转换表达式，将步骤1)定子磁链幅值表达式和步骤2)转子同步坐标系下高频定子电流关系式转换为定子磁链和电流估计值表达式，进一步推导出在估计的转子同步坐标系中定子磁链振幅表达式；

4)根据步骤3)高频定子电流估计值表达式和定子磁链振幅表达式，得出转子同步坐标系下的电磁转矩表达式；

5)提取步骤4)转子同步坐标系下的电磁转矩表达式的电磁转矩的高频分量，进一步得到带通滤波器的定子磁链幅值；

6)根据步骤5)带通滤波器的定子磁链幅值，得到高频定子电流表达式；

7)将步骤6)得到的高频定子电流表达式带入步骤3)高频定子电流估计值表达中，得到高频定子电流表达式；

8)将步骤7)得到高频定子电流表达式带入步骤3)高频定子电流估计值表达式中，得到估计坐标系下的高频定子电流表达式；

9)采用低通滤波器对步骤8)得到的高频定子电流进行信号过滤，得到估计转子位置；

10)根据步骤8)高频定子电流表达式和步骤9)估计转子位置，得到定子磁链表达式；

11)根据步骤4)得到的电磁转矩表达式和步骤10)得到的定子磁链表达式，实现永磁同步电机无位置传感器控制。

本发明进一步的改进在于，步骤1)的具体实现方法为：建立定子磁链幅值和电磁转矩表达式：

其中：取永磁磁链幅值、是定子磁链高频分量的指令值、|ψs|^*是定子磁通幅值指令值、电磁转矩指令值、是电磁转矩高频分量的指令值、是总电磁转矩的指令值。

本发明进一步的改进在于，步骤2)的具体实现方法为：当高频信号注入定子磁链时，相绕组中产生高频定子电压和电流，建立转子同步坐标系下高频定子电压和电流关系式：

其中：usdh和usqh分别是定子电压的d轴高频分量和q轴高频分量，isdh和isqh分别是定子电流的d轴高频分量和q轴高频分量，ld和lq分别是d轴和q轴的电感。

本发明进一步的改进在于，步骤3)的具体实现方法为：通过同步坐标系估计值转换表达式：

其中：为估计值与实际值的误差，将步骤1)定子磁链幅值表达式和步骤2)转子同步坐标系下高频定子电流关系式转换为定子磁链和电流估计值表达式：进一步推导出在估计的转子同步坐标系中定子磁链振幅表达式：

本发明进一步的改进在于，步骤4)的具体实现方法为：根据步骤3)高频定子电流估计值表达式和定子磁链振幅表达式，得出转子同步坐标系下的电磁转矩表达式：

其中：np是极对数；因为：lqψf＞＞|ψs|(ld-lq)cos(δ)，电磁转矩与定子磁链幅值之间的关系为：其中：np、ψf、ld是电机参数为常数。

本发明进一步的改进在于，步骤5)的具体实现方法为：提取步骤4)转子同步坐标系下的电磁转矩表达式的电磁转矩的高频分量，进一步得到带通滤波器的定子磁链幅值：

其中：bpf代表带通滤波器；因为：所以bpf|ψs|sin(δ)≈0，sin(δ)≈0，cos(δ)≈1，进而表示为：bpf[|ψs|cos(δ)]≈ψshsin(ωht)。

本发明进一步的改进在于，步骤6)的具体实现方法为：根据步骤5)带通滤波器的定子磁链幅值，得到高频定子电流表达式：

本发明进一步的改进在于，步骤7)的具体实现方法为：将步骤6)得到的高频定子电流表达式带入步骤3)高频定子电流估计值表达中，得到高频定子电流表达式：

本发明进一步的改进在于，步骤8)的具体实现方法为：将步骤7)得到高频定子电流表达式带入步骤3)高频定子电流估计值表达式中，得到估计坐标系下的高频定子电流表达式：

本发明进一步的改进在于，步骤9)的具体实现方法为：采用低通滤波器对步骤8)得到的高频定子电流进行信号过滤，经过低通滤波器得到的定子电流q轴高频分量，当θr的值较小时，得到估计转子位置为：

其中：lpf代表低通滤波器，如果转子位置差值信号为零，则δθr将等于零；因此，估计的转子位置将等于实际转子位置；

步骤10)的具体实现方法为：根据步骤8)高频定子电流表达式和步骤9)估计转子位置，得到定子磁链表达式：估计定子磁通与之间关系为：

其中：

步骤11)的具体实现方法为：根据步骤4)得到的电磁转矩表达式和步骤10)得到的定子磁链表达式，实现永磁同步电机无位置传感器控制。

与现有技术相比，本发明至少具有如下有益的技术效果：

1.本发明提出一种采用转矩和定子磁链估计器的永磁同步电机控制方法，具体在永磁同步电机无位置传感器控制系统中采用转矩和定子磁链估计器，通过向定子磁链幅值注入高频信号，得到的转子位置

2.本发明针对永磁同步电机在低速运行时观测精度低问题，采用基于电流模型的定子磁链观测器，实现磁链和转速的在线辨识。

附图说明

图1为永磁同步电机磁链控制系统数学坐标定义图；

图2为转子位置和转速观测器控制框图；

图3为电磁转矩和定子磁链观测器控制框图；

图4为永磁同步电机驱动仿真示意图；

图5为相电流波形；

图6为估计和实际转子位置。

具体实施方式

下面通过附图，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

如图1所示，为了获得永磁同步电机磁链数学模型，定义dq轴为转子磁场定向坐标系，αβ轴为定子静态坐标系。转子旋转电角度为θr，ωr是转子旋转电角速度。us、is、ψs、ψr分别为定子电压矢量、定子电流矢量、定子磁链矢量和转子磁链矢量。带有“∧”上标的变量表示估计值。

为了获得转子位置，在定子磁链中注入高频信号。定子磁链幅值和电磁转矩的如式(1)：

式(1)中：取永磁磁链幅值、是定子磁链高频分量的指令值、|ψs|^*是定子磁通幅值指令值、电磁转矩指令值、是电磁转矩高频分量的指令值、是总电磁转矩的指令值。

当高频信号注入定子磁链时，相绕组中会产生高频定子电压和电流。忽略定子压降，它们在转子同步坐标系中的关系如下：

式(2)中：usdh和usqh分别是定子电压的d轴高频分量和q轴高频分量，isdh和isqh分别是定子电流的d轴高频分量和q轴高频分量，ld和lq分别是d轴和q轴的电感。

如图2所示，实际转子同步坐标系中的变量可通过式(3)转换为估计的转子同步坐标系。

式(3)中：为估计值与实际值的误差。估计转子同步坐标系中的定子磁链和电流为：

因此，在估计的转子同步坐标系中，定子磁链振幅可以推导如下：

根据式(5)和式(6)，可以推导出转子同步坐标系下的电磁转矩为：

式(7)中：np是极对数。可以得出：定子磁链振幅和电磁转矩等于实际值。这为实现低速无位置传感器直接转矩控制提供了良好的条件。

考虑到：lqψf＞＞|ψs|(ld-lq)cos(δ)，电磁转矩与定子磁链幅值之间的关系为：

因为np、ψf、ld是电机参数为常数，所以电磁转矩的高频分量由|ψs|sin(δ)产生。电磁转矩的高频分量为：

式(9)中：bpf代表带通滤波器。因为所以bpf|ψs|sin(δ)≈0，sin(δ)≈0，cos(δ)≈1。带通滤波器的定子磁链幅值为：

bpf(|ψs|)＝ψshsin(ωht)(10)

也可表示为：

bpf[|ψs|cos(δ)]≈ψshsin(ωht)(11)

在实际的转子同步坐标系中，高频定子电流为：

将式(6)定子磁链振幅表达式代入式(12)，可进一步推导出高频定子电流为：

将式(13)代入式(5)，可推导出估计坐标系下的高频定子电流：

根据式(14)，可以得出：

本发明采用低通滤波器对高频定子电流进行信号过滤。经过低通滤波器得到的定子电流q轴高频分量，当θr的值较小时，可表示为：

式(16)中：lpf代表低通滤波器。如果式(16)中的信号为零，则δθr将等于零。因此，估计的转子位置将等于实际转子位置。

如图3所示，磁链估计有两种基本的观测方法，就是电流模型法和电压模型法。电压模型利用定子反电动势与磁链的导数关系，采用对反电势积分的方法来估计磁链，只需要测量定子电压和电流，不需要用到电机转速，也不涉及容易变化的转子参数，但是由于纯积分环节的误差积累和漂移问题可能导致系统不稳定，尤其在低速时，定子电阻压降作用明显，电动势被测量误差淹没，使观测精度变低。所以本文采用基于电流模型的定子磁链。根据测量的定子电流和估计的转子位置，可以得到定子磁链ψ′sd，ψ′sq如式(17)所示。

估计定子磁通与ψ′sd、ψ′sq之间的关系如式(18)所示。

式(18)中：

相比于传统的电流模型，改进后的磁链估计器只需要实测电流信息，不需要实测转速等其他信息。无论转速高低都能使用。结合位置和转速观测器可以实现磁链和转速的在线辨识。

如图4所示，为了验证本发明所提采用转矩和定子磁链估计器的永磁同步电机控制系统性能，搭建了电机试验平台，其中：vt1至vt6晶体管一一对应vd1至vd6续流二极管共同组成电机驱动电路，三相桥式逆变电路向无刷直流电机三相定子绕组供电，驱动电机运行。

基于上述实验平台进行额定负载为100r/min的稳态实验。为了方便高频信号提取，注入500hz的正弦电压信号，实验参数如表一所示。

表1实验参数

如图5所示，由于注入信号的幅度很小，相电流仍然是正弦的，电流波形较为光滑，更加接近于正弦波，尖峰毛刺较少，峰-峰值处的波形畸变率较小，输出电能质量较高。

如图6所示，采用转矩和定子磁链估计器的永磁同步电机控制的转子磁链幅值和相角估计误差基本为零，相位没有滞后，估计值能很好地跟踪实际值。

因此，可以看出基于自抗扰观测器高频电源dc-dc电流控制系统具有较好的鲁棒性。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。