一种高功率密度双向充放电电路、控制方法及电源与流程

本发明属于充放电领域，尤其涉及一种高功率密度双向充放电电路、控制方法及电源。

背景技术：

本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。

实现充放电模块宽dc电压范围内充放电，兼顾乘用车和大巴车的充放电需求，dc端电压范围至少要求达到200-750v。然而，现有的方案中dc-dc变换器用半桥llc拓扑，无法做到大功率，高功率密度；采用双向全桥llc控制方案复杂，特别是双向dc宽电压范围内工作时，从高压到低压时，开关频率范围变化宽，谐波频谱太宽，造成滤波困难，而且无法实现宽电压范围内mos管的软开关动作，双向闭环控制时性能稳定性差，特别是低压轻载效率不高，所以在目前同等15kw功率等级以上的情况下，双向全桥llc拓扑也不容易用来实现小型化大功率宽电压输出的双向充放电模块。

现有的一种双向ac/dc换流器，前后级的主功率开关管均采用了igbt(绝缘栅双极性晶体管)，igbt单管在大功率情况下实现开关频率20khz就很不错了，20khz开关动作对于电源模块来说实在是满足不了小型化高功率密度和高效率的模块需求。目前现有的一种双向功率变换电动汽车充放电系统，其后级dc-dc变换器均采用了半桥llc谐振式变换器，此电路一是无法实现高电压单机15kw及以上大功率充放电模块，这与目前市场和行业标准的充电模块功率(15kw/20kw和30kw)等级不符合，二是虽然是描述采用具有反并联二极管的功率开关管，但还是采用了igbt(绝缘栅双极性晶体管)。发明人发现，igbt管无法实现高频开通和关断，且开通关断损坏大，无法实现高功率密度，即也就很难实现宽电压小型化高功率，对于目前的电动汽车快速发展的充放电模块来说，该技术在行业内已经远远落后了。

技术实现要素：

为了解决上述问题，本发明的第一个方面提供一种高功率密度双向充放电电路，其充放电范围适合目前电动乘用车和电动大巴车的电池电压充放电范围。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种高功率密度双向充放电电路，包括：

前级主电路拓扑、后级主电路拓扑、第一控制芯片和第二控制芯片；

前级主电路拓扑为三相pwm整流/逆变器；后级主电路拓扑为dc-dc全桥变换器；

第一控制芯片用于产生控制前级主电路拓扑的pwm控制信号；

第二控制芯片用于产生控制后级主电路拓扑的pwm控制信号，以实现双向多重移相控制；

第一控制芯片和第二控制芯片相互通信。

为了解决上述问题，本发明的第二个方面提供一种双向充放电电路的控制方法。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种高功率密度双向充放电电路的控制方法，包括：

接收充放电电能流动方向命令和充放电电能传输功率命令，获取电池组的电压信号和电流信号；

对于前级主电路拓扑和后级主电路拓扑采用分级控制，以实现双向多重移相控制。

本发明的第三个方面提供一种电源，其包括上述所述的高功率密度双向充放电电路。

本发明的有益效果是：

(1)提出了一种高频高功率密度双向电源的电路拓扑及控制方法，实现了双向ac-dc电源的小型化，拓宽了电池侧电压范围，实现了电池侧电流的高精度双向充放控制。

(2)提出了一种数字电源高精度移相控制方法，解决了移相角范围窄的缺点，可以任意实现0-360°，可以防止在极限动态情况下丢失占空比波的情况，防止管子直通损坏，提高了双向模块的稳定性。

(3)为了解决电动汽车所需的宽dc电压范围内双向充放电，电池侧电压范围至少可以达到200～750v，兼顾目前市场绝大部分的乘用车和大巴的充放电需求，本发明提供了一种双向充放电电路，其包括前级主电路拓扑、后级主电路拓扑、第一控制芯片和第二控制芯片，基于双dsp数字控制各主功率电路的方法来实现充放模块的工作状态，实现了前级主电路拓扑和后级主电路拓扑的独立控制。

附图说明

构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。

图1是本发明实施例的双向充放电电路结构框图；

图2是本发明实施例的双向充放电电路主电路拓扑图；

图3是本发明实施例的双向充放电电路前级pwm控制逻辑图；

图4是本发明实施例的双向充放电路后级控制逻辑图；

图5是本发明实施例的双向充放电路后级移相角控制图；

图6是本发明实施例的双向充放电电路的控制过程。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

在本发明中，术语如“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”、“竖直”、“水平”、“侧”、“底”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，只是为了便于叙述本发明各部件或元件结构关系而确定的关系词，并非特指本发明中任一部件或元件，不能理解为对本发明的限制。

本发明中，术语如“固接”、“相连”、“连接”等应做广义理解，表示可以是固定连接，也可以是一体地连接或可拆卸连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的相关科研或技术人员，可以根据具体情况确定上述术语在本发明中的具体含义，不能理解为对本发明的限制。

本实施例采用前后两级式主电路拓扑即三相pwm整流/逆变器+双向多重移相dc-dc全桥变换器，控制方式双dsp数字控制，前后级主管功率管均用耐压为1200v的sicmos，如图2所示。

系统结构框图如图1所示。

三相电网输入，在充电时由三相电网的能力转化到电池中，在放电时电池的能量转化到电网中。

emi滤波电路：可以减小对内部电路的高频干扰，提高模块的稳定性。

三相pwm整流/逆变器实现充电或者放电时有源功率因素校正功能和为dc-dc变换器提供稳定的母线电压，前级三相pwm整流/逆变器采用主功率管采用高压simos，如果要实现大功率，母线电压需要足够高，本发明设计的母线电压在800v左右，三相pwm整流/逆变器的每主功率开关管的耐压值至少大于800v，可选择只能是igbt和sicmos，本实施例为了实现高功率密度，只能高频化，前级开关率至少20khz以上，目前的ibgt开关频率在20khz以上工作时效果差，无法进一步实现高频，而scimos开关频率在至少可以100khz工作，所以选择耐压为1200v的sicmos。该三相pwm整流/逆变器采用dsp28335实现控制算法，需要采样至少包含三相电网电压信号，三相pwm整流/逆变器的三相交流输入电流，以及其母线电压信号。三相pwm整流/逆变器，正常充电时三相pwm整流/逆变器工作于整流模式，反向放电是三相pwm整流/逆变器工作于逆变并网模式。

dc-dc高频隔离变换器采用基于多重移相控制的双向全桥变换器，用多重移相控制的双向全桥变器可以实现宽dc电池电压范围内高效率，即负载由轻载到满载时，每个主开关管sicmos均能实现软开关，提高了整机的充放效率，也提高模块的稳定性，为实现高功率密度打下基础，而普通的单重移相，无法实现宽电压轻载情况下的软开关，造成sicmos管发热量大，不稳定，无法实现小型化的高功率密度。本实施例采用多重移相控制和移相数字实现方法可以推广到以数字dsp控制实现移相的方式电源控制中。本实施例采样双dsp数字控制方案，前后级主电路均采样dsp高精度控制，前后级分别在dsp中采样高精度控制算法，以求达到对充放电模块的高性能输出。

前级主电路与后级主电路通过sci通讯，能够主动传递相互的电压电流信息，开关机、风扇等控制信号以及故障报警信号，以便精确控制和快速保护。

前级三相pwm整流/逆变器，如图2所示，三相电网uga、ugb、ugc，三相输入电感la、lb、lc，三相输入电流ia，ib，ic，主开关管sicmos管s1、s2、s3、s4、s5和s6，直流母线电容cdc，直流母线电压vdc，具体控制图如下所示，不再傲述，最终目的是实现高压直流母线电压vdc稳定，三相电流ia、ib和ic和三相电压uga、ugb和ugc实现有源功率因素功能，降低电流thd，减小对电网的污染。

如图6所示，本实施例的高功率密度双向充放电电路的控制方法，包括：

接收充放电电能流动方向命令和充放电电能传输功率命令，获取电池组的电压信号和电流信号；

对于前级主电路拓扑和后级主电路拓扑采用分级控制，以实现双向高功率密度的能量流动控制。

具体地，根据充放电电能流动方向命令和充放电电能传输功率命令以及电池组的电压信号和电流信号，控制直流母线与储能元件之间的电能流动的方向和传输功率；调节直流母线的电压保持恒定，根据直流母线电压控制环路的输出电压大小，自动判断充电还是放电，若环路的输出电压大于或等于0，则电网对电池充电；否则，电池对电网放电；最后等待关机指令关机。

本实施例根据电池电流的流向，自适应能力调节所述直流母线14的电压保持恒定，以实现三相pwm整流器和逆变器之间工作无缝的切换，即实现充电和放电的无缝切换，提高了实用性，稳定性。

本实施例通过驱动三相pwm整流/逆变器，调节所述直流母线的电压保持恒定。例如，通过驱动隔离式双向全桥dc/dc变换器12，实现电能由直流母线14向电池组bat传输时，则直流母线14的电压有下降的趋势，这时通过控制器和pwm控制逻辑产生的驱动信号，驱动三相pwm整流/逆变器11，使之处于三相pwm整流状态，使得电能由交流电网13流向直流母线14，进而实现电能由交流电网13向电池组bat的传输；通过驱动隔离式双向全桥dc/dc变换器12，实现电能由电池组bat向直流母线14传输时，则直流母线14的电压有升高的趋势，这时通过控制器和pwm控制逻辑产生的驱动信号，驱动三相pwm整流/逆变器11，使之处于三相pwm逆变并网状态，使得电能由直流母线14流向交流电网13，进而实现电能由电池组bat向交流电网13的传输，无论三相pwm整流还是三相pwm逆变器均能实现电网电压和电网电流的功率因素校正功能，同时又稳定了dc-dc变换器的输入母线电压值。

本实施例通过三相pwm整流/逆变器控制直流母线14的电压值保持恒定，并通过隔离式双向全桥dc/dc移相变换器12控制电能的流向和大小。无论电能从交流电网13流向电池组bat，还是从电池组bat流向交流电网13，三相pwm整流/逆变器的控制对象和控制逻辑完全一样，即控制直流母线14的电压值保持恒定。可见该控制方法具备对电能流向的自适应能力，无需控制模态的切换，避免了模态切换带来的系统不稳定，瞬态冲击等问题，提高了系统的稳定性。

具体地，如图3所示，双向充放电电路前级pwm控制逻辑为：

步骤s1：获取交流电网13的三相电压信号uga，ugb，ugc和三相电流信号ia，ib，ic；

具体的，可以经电压采集电路得到交流电网的三相电压信号uga，ugb，ugc；可以经电流采集电路得到交流电玩的三相电流信号ia，ib，ic。

步骤s2：根据三相电压信号uga，ugb，ugc计算得到交流电网13的电压的相角信号θg；

将三相电压信号uga，ugb，ugc经过pll锁相环同步跟踪，得到交流电网的相角信号θg。

步骤s3：根据三相电流信号ia，ib，ic和相角信号θg，经过坐标变换得到第一有功电流id_fb和第一无功电流iq_fb；

三相电流信号ia，ib，ic为abc坐标系下的；第一有功电流id_fb和第一无功电流iq_fb为dq坐标系下的。坐标变换即abc/dq坐标变换。abc/dq坐标变换公式如下：

步骤s4：采集直流母14的电压信号vdc；

经电压采集电路得到直流母线14的电压信号vdc。

步骤s5：预设的电压参考值vdc_ref减去电压信号vdc，得到电压误差信号err1；

步骤s6：电压误差信号err1经过电压控制器处理vdc_piout，得到第二有功电流id_ref；

步骤s7：第二有功电流id_ref减去第一有功电流id_fb，得到第一电流误差信号err2；

步骤s8：第一电流误差信号err2经过第一电流控制器处理，得到有功电压信号ud；

步骤s9：预设的第二无功电流iq_ref减去第一无功电流iq_fb，得到第二电流误差信号err3，第二无功电流iq_ref为零；

通过预设第二无功电流iq_ref为零，控制无功功率为零，实现系统单位功率因数运行。在交流电路中，电压与电流之间的相位差(φ)的余弦叫做功率因数，用符号cosφ表示，在数值上，功率因数是有功功率和视在功率的比值，即pf＝cosφ＝p/s。所谓单位功率因数就是cosφ＝±1，使电流完全跟踪电压相位，功率因数为1。

步骤s10：第二电流误差信号err3经过第二电流控制器处理，得到无功电压信号uq；

步骤s11：根据有功电压信号ud、无功电压信号uq和相角信号θg，经过坐标变换得到三相电压控制信号ua，ub，uc；

三相电压控制信号ua，ub，uc为abc坐标系下的；有功电压信号ud、无功电压信号uq为dq坐标系下的。坐标变换即dq/abc坐标变换。dq/abc坐标变换如下：

步骤s12：根据三相电压控制信号ua，ub，uc生成驱动两电平拓扑结构的pwm电压源型换流器11的pwm信号，以使直流母线14的电压保持恒定；

pwm控制逻辑单元根据三相电压控制信号ua，ub，uc生成6路pwm信号，驱动两电平拓扑结构的pwm电压源型换流器11，确保电能按照预设规则在直流母线14与交流电网13之间传输，以使直流母线13的电压保持恒定。对于接入电网的双向充放电装置，对电网电流的谐波含量(thd)是有要求的，thd越小说明进行对电网的污染越小。本身电网的谐波大，导致电流谐波大相对难于控制，本发明采用pi加pr控制器，用pi控制器实现对基波的控制，pr控制器实现对奇次谐波的控制，以最终降低整流和并网时的电流thd，扩大了双向模块的电网适用范围，不再因电网thd较大时，导致整流和并网时的电流的thd难以符合并网标准。

dc-dc变换器包含如下：

原边主功率sicmos管q11\q12\q13\q14，同时q11和q12的pwm驱动波为互为180°，q13和q14的pwm驱动波为互为180°，电感lr，高频隔离变压器，隔离电容cb，副边主功率sicmos管q21、q22、q23、q24，同时q21和q22的pwm驱动波为互为180°，q23和q24的pwm驱动波为互为180°，输出电容c0，电池电流ibat，电池电压vbat，正向时电网能量经过前后级变换器最终进入电池pbat，反向时电池能量pbat经过变换器转换后进入电网，pbat＝vbat*ibat，在此定义多重移相即原副边不同桥臂主功率管之间的移相角度，通过多重移相可以实现宽电压范围内，负载在空载、轻载和满载时，主功率开关管均能实现软开关，降低mos管发热，提高模块效率，也提高了宽电压范围内的稳定性，mos管发热低可以做到高功率密度和提高模块在高温运行时的稳定性。phs0为原副边桥臂移相角即q11和q21的相位角，phs1为原边桥臂移相角即q11和q13的相位角，phs2为副边桥臂移相角即q21和q23的相位角，其它mos管的移相角以此类推即可，普通的单重移相控制即只有phs0，且移相角范围只有0-90度即原副边桥臂移相角范围，移相角范围窄，同时移相因子少，目前无法做到轻载情况软开关，也即无法做到mos管功耗，mos发热量大会导致模块不稳定，也无法做到高温下稳定运行，也即无法做到高功率密度小型化的宽电压范围充放电功能。

具体地，如图4所示，双向充放电路后级控制逻辑为：

步骤s13：根据电池组bat的电压信号vbat和电流信号ibat，计算得到电池组bat的功率信号pfb_t＝vbat×ibat；

步骤s14：根据功率信号pfb_t计算得到平均功率pfb；

将瞬时的功率信号pfb_t经过低通滤波器lpf处理后得到流入或流出电池组bat的平均功率pfb。低通滤波器的种类有很多，且均为现有技术，本实施例不再赘述。

步骤s15：将所述充放电电能传输功率命令作为功率参考值pref减去平均功率pfb，得到功率误差信号err；

步骤s16：根据功率误差信号err计算得到移相角psh0、phs1、phs2；

功率误差信号err经过功率pi控制器运算，再跟进多重移相算法得到隔离式双向全桥dc/dc变换器12的移相控制信号，即移相角psh0、phs1、phs2。控制器的功能是通过对误差信号的矫正得到相应的控制信号，属于经典控制理论的内容，有多种设计方法，如pi控制器。本实施例设计的功率控制器、电压控制器、电流控制器均属于现有技术，因此，不再赘述。

步骤s17：根据移相角psh0、phs1、phs2和充放电电能流动方向命令dir，生成驱动隔离式双向全桥dc/dc变换器12的pwm信号，以控制直流母线14与电池组bat之间电能流动的方向和传输功率。

pwm控制逻辑单元根据移相角θ和充放电电能流动方向命令dir，生成8路pwm信号，驱动隔离式双向全桥dc/dc变换器12，确保电能按照预设规则在直流母线14与电池组bat之间传输。

为了进一步提高功率密度，提高宽电压范围内充放功率，增加了恒功率控制，至少是可以在600-750v实现15kw。本实施例的充放电电路，在正常充电时，具有恒压、恒流和恒功率控制，即可以实现恒压充电、恒流充电或者恒功率充电状态，具体充电状态可以根据电池负载情况在dsp程序内自动切换。反向放电时，具有恒流和恒功率控制，即可以实现恒流或者恒功率放电状态。

下面详细讲述正/反向恒功率控制，其它类似：

先设置充放方向，设置dir＝1为正向充电，设置dir＝2为反向放电。功率参考值pref除以电压vbat信号后减去平均功率ibat，得到功率误差信号err；功率误差信号err经过pi功率控制器运算得到隔离式双向全桥dc/dc变换器的控制信号，即各移相角psh0、phs1、phs2。根据各移相角和充放电电能流动方向命令dir，生成驱动隔离式双向全桥dc/dc变换器的pwm信号，以控制直流母线与电池组bat之间电能流动的方向和传输功率。其中，放电模块内部具有功率环，电压环和电流环，电压环和电流环类似功率环，而且功率环，电压环和电流环，电压环和电流环类似功率环均为现有的结构，在这不再熬述。

其中，dir是控制方式选择，比如dir＝1时为充电模块正向工作，即电动汽车电池充电；dir＝2时为充电模块反向工作，即电动汽车电池放电。根据图5，无论是正向还是反向，环路闭环控制结果为pi功率控制器输出结果piout。根据piout值和m值进行功率移相算法得出各移相角psh0、phs1、phs2。m值即dc/dc输入电压值和输出电压值得比值。

移相角的稳定实现决定着后级dc-dc变换器的工作状态，关系着充放电模块稳定性，所以本实施例着重如何实现稳定性的宽范围移相角数字控制实现方法。目前均是dsp数字控制，在实现数字控制移相时，绝大多数采用dsp内部的epwm模块的现成的移位寄存器tbphs实现，但是这种移位寄存器有其弊端，其一移相角移相范围窄，不容易实现0～360°任意移相角的配置，其二容易移相角度丢失，特别是瞬态情况下，移相角瞬间突变范围由0至大于90°，甚至达到到180°时，移相角度容易丢失可能，导致双向全桥同一桥臂的上下开关管有直通的情况，导致模块的不稳定。

本实施例的移相角可以任意实现0-360°，可以防止丢驱动占空比波的情况，提高双向模块的稳定性。采用epwm驱动模块的比较寄存器cmpa和cmpb相互搭配来实现移相控制的原理，在忽略死区的情况，在一个开关周期内，一个桥臂上下开关管是占空比均为0.5，上下管子互补导通。

以正向充电说明：

其中epwm*regs.**只是示意，具体详细应用参见各dsp使用手册。

正向充电时各路的pwm驱动均以q11为相位基准，其它管子q14/q21/q24相对q11的移相角分别为phs1、phs0、phs2+phs0；q14、q21和q24的移相角可以完成在0-180°相位角内任意移相，定义应用epwm1regs开启死区功能配置，q11和q12实现pwm波高低互补；epwm2regs开启死区功能配置，q13和q14实现pwm波高低互补；epwm3regs开启死区功能配置，q21和q22实现pwm波高低互补；epwm4regs开启死区功能配置，q23和q24实现pwm波高低互补。

具体设置如下：

epwm1regs.aqctla.bit.zro＝aq_set；

epwm1regs.aqctla.bit.prd＝aq_clear；

epwm2regs.aqctla.bit.cau＝aq_clear；

epwm2regs.aqctla.bit.cbd＝aq_set；

epwm3regs.aqctla.bit.cau＝aq_set；

epwm3regs.aqctla.bit.cbd＝aq_clear；

epwm4regs.aqctla.bit.cau＝aq_clear；

epwm4regs.aqctla.bit.cbd＝aq_set。

根据功率控制环、电压控制环或者电流控制环的pi控制器计算得出的移相角，进行如下赋值即可得到各个管子的移相角度，q11相位角为0，不必赋值移相角，只对q14/q21/q24以及其相互对应的互补管子(q12/q13/q22/q23)进行移相角赋值即可：

epwm2regs.cmpa.half.cmpa＝phs1；

epwm2regs.cmpb＝tbprd-phs1；

epwm3regs.cmpa.half.cmpa＝phs0；

epwm3regs.cmpb＝tbprd-phs0；

epwm4regs.cmpa.half.cmpa＝phs2+phs0；

epwm4regs.cmpb＝tbprd-phs2-phs0。

反向放电时各路的pwm驱动均以q21为相位基准，其它管子q24/q11/q14相对q11的移相角分别为phs1、phs0、phs2+phs0；q24、q11和q14的移相角可以完成在0-180°相位角内任意移相，定义应用epwm1regs、epwm2regs、epwm3regs和epwm4regs分别发出q11、q14、q21和q24的pwm驱动波，具体配置参考正向，不再熬述。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。