准谐振控制的开关变换器及其控制器和控制方法与流程

本发明涉及电子电路，尤其涉及准谐振控制的开关变换器及其控制器和控制方法。

背景技术：

开关变换器通常采用变压器或电感作为储能元件。例如反激变换器中即采用变压器作为储能元件，一开关电耦接至变压器的初级绕组，控制电路控制该开关的导通与关断，使能量交替地在变压器中被存储或被传递到变压器的次级。变压器的次级经过滤波器在输出电容两端产生一输出电压，该输出电压即为反激变换器的直流输出电压。

目前开关变换器最常用的控制为准谐振控制(quasi-resonantcontrol)，图1为准谐振控制开关变换器的波形图。准谐振控制中，开关变换器工作在临界模式下，当流过储能元件的电流ics下降至零后，储能元件和开关的寄生电容开始谐振，当开关两端的谐振电压vds在其最小电压值时开关被控制信号pg导通(通常被称为谷底开通)，从而减小开关损耗。当流过开关的电流大于一与输出电压相关的反馈信号vfb时开关被控制信号pg关断，从而达到调节输出电压的目的。

然而，谷底开通会导致开关变换器的输出功率不连续，经过环路调节后，开关频率会在几个开关周期内跳变，从而引起音频噪声。

技术实现要素：

针对现有技术中存在的一个或多个问题，本发明的目的在于提供一种准谐振控制的开关变换器及其控制器和控制方法，通过脉冲频率调制信号来选择保持或切换要谷底导通的波谷数，在谷底开通的同时防止邻近周期的跳变，达到防止音频噪声产生的目的。

根据本发明实施例的一种用于开关变换器的控制器，该开关变换器包括主开关管与储能元件，该控制器包括：误差放大电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收代表开关变换器输出电压的反馈信号，第二输入端接收参考信号，误差放大电路基于反馈信号和参考信号之差，在输出端产生补偿信号；调制信号产生电路，产生调制信号；以及第一比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至误差放大电路的输出端以接收补偿信号，第二输入端耦接至调制信号产生电路以接收调制信号，第一比较电路将补偿信号与调制信号进行比较，在输出端产生脉冲频率调制信号；波谷检测电路，检测开关变换器谐振电压的波形，并输出表示谐振电压波谷的波谷脉冲信号；波谷选定电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收脉冲频率调制信号，第二输入端接收波谷脉冲信号，波谷选定电路基于脉冲频率调制信号与波谷脉冲信号，产生目标波谷数，并在输出端提供对应于目标波谷数的波谷使能信号；开关频率控制电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收波谷脉冲信号，第二输入端接收波谷使能信号，基于波谷脉冲信号以及波谷使能信号，在输出端产生开关频率控制信号；第二比较电路，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收代表流过主开关管电流的电流采样信号，第二输入端接收第一阈值电压，第二比较电路将电流采样信号与第一阈值电压进行比较，在输出端产生第二比较信号；以及逻辑电路，基于开关频率控制信号和第二比较信号产生控制信号以控制主开关管。

根据本发明实施例的一种开关变换器，包括如前所述的控制器。

根据本发明实施例的一种用于开关变换器的控制方法，该开关变换器包括主开关管和储能元件，该控制方法包括：采样开关变换器的输出信号，产生反馈信号；基于反馈信号与参考信号之差，产生补偿信号；将补偿信号与调制信号进行比较，产生脉冲频率调制信号；检测开关变换器的谐振电压波形，产生表示谐振电压波谷的波谷脉冲信号；基于脉冲频率调制信号与上一周期的波谷数，产生目标波谷数，并提供响应于目标波谷数的波谷使能信号；基于波谷使能信号和波谷脉冲信号，产生开关频率控制信号；采样流过主开关管的电流，产生电流采样信号；将电流采样信号与第一阈值电压进行比较，产生电流比较信号；以及基于开关频率控制信号和电流比较信号，产生控制信号以控制主开关管。

不同于传统的准谐振控制，在本发明的实施例中，开关变换器基于脉冲频率调制信号与上一周期的波谷数来决定当前的目标波谷数，并响应于目标波谷数提供波谷使能信号，基于波谷使能信号来产生开关频率控制信号。既避免音频噪声，同时仍然享有准谐振控制的优点，实现了谷底导通，改善了开关变换器的效率。同时采用限频电路主开关管的开关频率进行限定，不仅能减小轻载下开关频率，还可以改善宽范围线路输入电压下的最大输出功率曲线。

附图说明

图1为准谐振控制的开关变换器的波形图；

图2为根据本发明一实施例的准谐振控制的开关变换器100的框图；

图3为根据本发明又一实施例的准谐振控制的开关变换器200的框图；

图4为根据本发明再一实施例的准谐振控制的开关变换器300的电路原理图；

图5为根据本发明一实施例的图4所示的脉冲频率调制电路30的工作波形图；

图6为根据本发明一实施例的图4所示波谷检测电路304的工作波形图；

图7为根据本发明一实施例的图4所示波谷选定电路305的工作波形图；

图8为根据本发明又一实施例的图4中波谷选定电路305的工作波形图；

图9为根据本发明再一实施例的准谐振控制的开关变换器300a的电路原理图；

图10为根据本发明一实施例的图4与图9所示开关变换器的最大输出功率曲线比较；

图11为根据本发明一实施例的引入斜坡补偿前后开关变换器的最大输出功率曲线比较；

图12为根据本发明又一实施例的引入斜坡补偿前后开关变换器的最大输出功率曲线比较；

图13为根据本发明一实施例的图4所示阈值产生电路312的电路图；

图14为根据本发明实施例的图13所示阈值产生电路312中的第一电压阈值vth1与反馈信号fb的关系图；

图15为根据本发明一实施例的准谐振控制的开关变换器的控制方法900的流程图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是，不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。

在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。

本发明可以被应用于任何采用准谐振控制的开关变换器。在接下来的详细描述中，为了简洁起见，仅以准谐振控制的反激变换器(flybackconverter)为例来解释本发明的具体工作原理。

图2为根据本发明一实施例的准谐振控制的开关变换器100的框图。如图2所示，开关变换器100包括变压器t1、主开关管mp以及控制器。变压器t1具有初级绕组和次级绕组，其中初级绕组和次级绕组均具有第一端和第二端，初级绕组的第一端接收输入电压vin，次级绕组的第一端提供直流输出电压vo，第二端耦接至次级参考地。主开关管mp耦接在初级绕组的第二端与初级参考地之间。控制器接收代表开关变换器100输出电压vo的反馈信号fb，基于该反馈信号fb产生控制信号ctrl来控制初级开关管mp的导通与关断，以将输入电压vin转换为输出电压vo。

控制器包括误差放大电路101、调制信号产生电路102、第一比较电路103、波谷检测电路104、波谷选定电路105、开关频率控制电路106、第二比较电路107以及逻辑电路108。在一些实施例中，控制器与主开关管mp集成在同一芯片内。

误差放大电路101具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收代表开关变换器输出信号(例如输出电压、输出电流、输出功率)的反馈信号fb，第二输入端接收参考信号vref。误差放大电路201基于反馈信号fb和参考信号vref之差，在输出端产生补偿信号comp。调制信号产生电路102产生调制信号vm，该调制信号vm可以为锯齿波信号、三角波信号或其他合适的信号。第一比较电路103具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至误差放大电路101的输出端以接收补偿信号comp，第二输入端耦接至调制信号产生电路102以接收调制信号vm。第一比较电路103将补偿信号comp与调制信号vm进行比较，在输出端产生脉冲频率调制信号pfm。

在图2所示的开关变换器100中，波谷检测电路104耦接至主开关管mp，通过检测主开关管mp两端的电压vds来检测谐振电压的波形，并输出表示谐振电压波谷的波谷脉冲信号v_pulse。波谷选定电路105具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收脉冲频率调制信号pfm，第二输入端接收波谷脉冲信号v_pulse，波谷选定电路105基于脉冲频率调制信号pfm与波谷脉冲信号v_pulse，产生目标波谷数，并在输出端提供对应于目标波谷数的波谷使能信号ven。

开关频率控制电路106具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收波谷脉冲信号v_pulse，第二输入端接收波谷使能信号ven，基于波谷脉冲信号v_pulse以及波谷使能信号ven，在输出端产生开关频率控制信号fs。

第二比较电路107具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收代表流过主开关管电流的电流采样信号vcs，第二输入端接收第一阈值电压vth1，第二比较电路107将电流采样信号vcs与第一阈值电压vth1进行比较，在输出端产生第二比较信号compo2。第一阈值电压vth1可以为恒定值，也可随反馈信号fb变化而变化。

逻辑电路108基于开关频率控制信号fs和第二比较信号compo2产生控制信号ctrl以控制主开关管mp。

在图2所示的实施例中，波谷选定电路105将脉冲频率调制信号pfm上升沿来临时所累计的波谷数与上一周期的波谷数相比较，根据比较结果选择继续保持或切换至另一合适的波谷，并在当前波谷数达到目标波谷数时提供波谷使能信号，在保证谷底导通的同时，避免了音频噪声。

图3为根据本发明一实施例的准谐振控制的开关变换器200的框图。如图3所示，开关变换器200，例如，从墙上插座接收交流线路电压的输入。交流线路电压被第一整流电路211整流并且被输入电容器cin滤波，以在变压器t1的初级绕组的第一端产生输入电压vin。

开关变换器200还包括线路电压检测电路209，线路电压检测电路209具有输入端和输入端，其中输入端耦接至第二整流电路210的输出端接收整流信号hv，基于整流信号hv，在输出端提供线路水平指示信号h/l。在一个实施例中，当整流信号hv的峰值大于高压门限，例如大于240v时，线路水平指示信号h/l为高电平，指示高线路电压状况。当整流信号hv的峰值小于低压门限，例如小于10v时，线路水平指示信号hl为低电平，指示低线路电压状况。

与图2所示的开关变换器200类似地，开关变换器300包括变压器t1、主开关管mp、误差放大电路201、调制信号产生电路202、第一比较电路203、波谷检测电路204、波谷选定电路205、开关频率控制电路206、第二比较电路207以及逻辑电路208。此外，变压器t1还包括辅助绕组。输入电压vin和主开关管mp两端的电压vds之间的电压差被按比例的反射在辅助绕组上。因此波谷检测电路204也可配置为经由电阻器r1和r2组成的电阻分压电路耦接至变压器t1的辅助绕组，对反射电压vzcd进行检测，产生表示谐振电压波谷的波谷脉冲信号v_pulse。

在图3所示的实施例中，开关变换器200进一步包括阈值产生电路212。阈值产生电路212具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收反馈信号fb，第二输入端接收线路水平指示信号h/l，在输出端产生第一阈值电压vth1。

此外，开关变换器200还包括斜坡补偿单元213，对电流采样信号vcs进行补偿，补偿后的电流采样信号被送入第二比较电路207的第一输入端。

图4为根据本发明再一实施例的准谐振控制的开关变换器300的电路原理图。与图3所示的开关变换器200类似地，开关变换器300包括变压器t1、主开关管mp、误差放大电路301、调制信号产生电路302、第一比较电路303、波谷检测电路304、波谷选定电路305、开关频率控制电路306、第二比较电路307、逻辑电路308、线路电压检测电路309、第一整流电路310、第二整流电路311和阈值产生电路312。其中误差放大电路301、调制信号产生电路302、第一比较电路303以及触发器ff2组成了脉冲频率调制电路30。

如图4所示，误差放大电路301包括误差放大器ea。误差放大器ea的反相输入端接收代表输出电压vo的反馈信号fb，同相输入端接收参考信号vref，输出端耦接至第一比较电路303以提供补偿信号comp。

调制信号产生电路302包括电容器c1、开关管s1和电流源is1。电容器c1具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第一比较电路303以提供调制信号vm，第二端耦接至初级参考地。开关管s1具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至电容器c1的第一端，第二端耦接至初级参考地，控制端通过触发器ff2耦接至第一比较电路303的输出端。电流源is1具有输入端、控制端、选择端和输出端，其中输入端耦接初级参考地，控制端耦接至反馈信号fb、选择端耦接至线路水平指示信号h/l，输出端耦接至电容器c1的第一端。调制信号产生电路302用于设定脉冲频率调制信号pfm的频率或充电周期，充电周期可以通过调整电容c1电容值和/或电流源is1来实现。

在一个实施例中，调制信号产生电路302还包括齐纳二极管zd1。齐纳二极管zd1的阴极耦接至电容器c1的第一端，阳极耦接至初级参考地。第一比较电路303包括比较器com1。比较器com1的同相输入端耦接至调制信号产生电路302以接收调制信号vm，反相输入端耦接至误差放大电路301以接收补偿信号comp，输出端经触发器ff2耦接至波谷选定电路305以提供脉冲频率调制信号pfm。在主开关管mp关断时，即控制信号ctrl的下降沿来临时，电流源is1开始对电容器c1进行充电，以产生调制信号vm和脉冲频率调制信号pfm。图5为根据本发明一实施例的图4所示的脉冲频率调制电路30的工作波形图。如图5所示，vds为主开关管mp两端的电压。当主开关管mp关断时，调制信号vm开始增大。当调制信号vm增大到补偿信号comp时，脉冲频率调制信号pfm由低电平变为高电平。同时触发器ff2的输出被送入调制信号产生电路302中，产生控制电容c2的放电信号。

在图4所示的实施例中，开关频率控制电路306包括与门and1。与门and1具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收波谷使能信号ven，第二输入端接收波谷脉冲信号v_pulse，在输出端输出开关频率控制信号fs。

为了限制开关变换器300a的开关频率，开关频率控制电路306进一步包括限频电路360和与门电路and2。限频电路360用于提供限制开关频率控制信号fs频率的限频限号fsmax。限频信号fsmax在主开关管导通时被重置，在最小限定时间之后，方可使能与门电路and2的输出，使得开关频率控制信号fs通过，以开通主开关管mp。其中最小限定时间为主开关管mp的最小开关周期。

第二比较电路307包括比较器com2。比较器com2的同相输入端接收电流采样信号vcs或补偿过的电流采样信号vcs，反相输入端耦接至阈值产生电路312以接收第一阈值电压vth1，在输出端提供第二比较信号compo2。

逻辑电路308包括触发器ff1。触发器ff1具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至开关频率控制电路306的输出端以接收开关频率控制信号fs，第二输入端耦接至第二比较电路307以接收第二比较信号compo2，在输出端提供主开关管mp的控制信号ctrl。

继续如图4所示，波谷检测电路304包括钳位电路340、迟滞比较器341和单脉冲产生电路342。钳位电路340具有第一端和第二端，其中第一端经电阻分压电路耦接至变压器t1的辅助绕组的第一端。辅助绕组的第二端和钳位电路340的第二端耦接至初级参考地。迟滞比较器341具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端耦接至钳位电路340的第一端以接收反射电压vzcd，反相输入端接收反射门限vzcd_th，在输出端产生过零检测信号zcd。单脉冲产生电路342具有输入端和输出端，其中输入端耦接至迟滞比较器341的输出端，在输出端提供波谷脉冲信号v_pulse。图6为根据本发明一实施例的图4所示波谷检测电路304的工作波形图。在图6所示的实施例中，为了保证开关管在谷底开通，一延时电路耦接在迟滞比较器341与单脉冲产生电路342之间，以提供延时时长td。

波谷检测电路并不限于图4所示的实施例。本领域公知的任意可在主开关管的关断期间，检测主开关管两端的电压vds的电路也均可用于波谷检测电路。

继续如图4所示，波谷选定电路305具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收波谷脉冲信号v_pulse，第二输入端接收脉冲频率调制信号pfm，波谷选定电路305基于脉冲频率调制信号pfm与上一周期的波谷数v_lock(n-1)，产生目标波谷数v_lock(n)，并在输出端提供对应于目标波谷数的波谷使能信号ven。在一个实施例中，波谷选定电路305将脉冲频率调制信号pfm上升沿来临时所累计的波谷数与上一周期的波谷数v_lock(n-1)进行比较，根据比较结果选择继续保持或切换至另一合适的波谷数。

在图4所示的实施例中，波谷选定电路305包括计数器350、寄存器351、目标波谷数产生器352以及数字比较器353。计数器350具有时钟端，复位端和输出端，其中时钟端接收波谷脉冲信号v_pulse，复位端接收开关频率控制信号fs，计数器350对一周期内波谷脉冲信号v_pulse的脉冲个数进行计数，在输出端提供第一数值v_cnt。寄存器351具有输入端，时钟端和输出端，其中输入端接收第一数值v_cnt，时钟端接收脉冲频率调制信号pfm，在输出端产生第二数值v_pfm。目标波谷数产生器352将第二数值v_pfm与上一周期的波谷数v_lock(n-1)进行比较，根据比较结果在输出端产生目标波谷数v_lock(n)。数字比较器353将第一数值v_cnt与目标波谷数v_lock(n)进行比较，当第一数值v_cnt大于或等于目标波谷数v_lock(n)时，在输出端提供波谷使能信号ven。

目标波谷发生器352包括第一多路选择器521、第二多路选择器522、第存器523。在其他实施例中，目标波谷发生器352采用其他形式的数字电路来实现。当第二数值v_pfm小于上一周期波谷数v_lock(n-1)时，第一多路选择器521工作，目标波谷数减1或者保持不变。当第二数值v_pfm大于上一周期波谷数v_lock(n-1)时，第二多路选择器522工作，目标波谷数v_lock(n)加1或者保持不变。

图7为根据本发明一实施例的图4所示波谷选定电路305的工作波形图。如图7所示，上一周期的波谷数v_lock(n-1)为4，当前周期的第二数值v_pfm＝0，第二数值v_pfm小于上一周期波谷数v_lock(n-1)，目标波谷数v_lock(n)将减1或者不变，进入波谷前移准备。根据本发明的实施例，上一周期的波谷数v_lock(n-1)与第二数值v_pfm的差值等于3，目标波谷数v_lock(n)等于上一周期波谷数v_lock(n-1)减1，即目标波谷数v_lock(n)为3。在第三波谷处，波谷使能信号ven由低电平变为高电平，开关频率控制信号fs也随之由低电平变为高电平。如果上述条件不满足，目标波谷数v_lock(n)等于上一周期波谷数v_lock(n-1)。其中t1时波谷前移所插入的迟滞时间。

图8为根据本发明又一实施例的图4中波谷选定电路305的工作波形图。如图8所示，上一周期波谷数v_lock(n-1)为3，而脉冲频率调制信号pfm的上升沿来临时，已经计数到第四波谷，第二数值v_pfm大于上一周期波谷数v_lock(n-1)，目标波谷数v_lock(n)将加1或者不变，进入波谷后移准备。在图8所示的实施中，第二数值v_pfm与上一周期波谷数v_lock(n-1)的差值等于1，目标波谷数v_lock(n)等于上一周期波谷数v_lock(n-1)+1，即由3变为4。其中t2时波谷后移所插入的迟滞时间。在一个实施例中，波谷前移的迟滞时间t1大于波谷后移的迟滞时间t2。

图9为根据本发明一实施例的准谐振控制的开关变换器300a的电路原理图。图9所示的开关变换器300a与图4所示的开关变换器300的不同之处在于，脉冲频率调制电路30a与脉冲频率调制电路30不同，开关频率控制电路306a与开关频率调制电路306也不同。

在图9所示的实施例中，开关频率控制单元306a包括与门and3。与门and3具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端耦接至波谷选定电路305以接收波谷使能信号ven，第二输入端接收波谷脉冲信号v_pulse，在输出端提供开关频率控制信号fs。

此外，在图9所示的实施例中，为了限制开关变换器300a的开关频率，限频电路313被耦接在第一比较电路303的输出端与调制信号产生电路302之间。限频电路313具有输入端和输出端，其中输入端耦接至第一比较电路313的输出端以接收脉冲频率调制信号pfm，输出端耦接至调制信号产生电路302以提供限频信号flmt。限频电路313通过限频信号flmt对调制信号vm的频率进行限制，即限制频率调制信号pfm的最大频率。从而进一步限定主开关管mp的开关频率。

图10为根据本发明一实施例的图4与图9所示开关变换器的最大输出功率曲线的比较。图4的开关变换器300与图9的开关变换器300a分别采用不同的限频方式。在图4所示的实施例中，脉冲频率调制信号pfm仅用于决定下次谷底导通的目标波谷数，不用于限定开关频率。实际上，图4的开关频率由限频电路360提供的限频信号fsmax来限定。而在图9所示的实施例中，脉冲频率调制信号pfm不仅用于决定下次谷底导通的目标波谷数，还用于限定变换器的开关频率。

如图10所示，图4的开关变换器300最大输出功率与线路电压(或整流信号hv)的关系曲线为111，图9的开关变换器300a最大输出功率与整流信号hv的关系曲线为121。可见，采用图4所示的实施例，在不同水平线路电压宽范围输入的情况下，最大输出功率的跳变会减少，最大输出功率的曲线更优化。

上述实施例均涉及仅采用准谐振控制的开关变换器。本发明的实施例仅需要稍作改变就可以应用于既可工作在电流连续模式又可在电流断续模式下准谐振工作的开关变换器，能在电流连续模式和准谐振模式切换工作的开关变换器同样满足本发明的精神和保护范围。

在其中一个实施例中，开关变换器还包括模式判断电路和斜坡补偿单元。模式判断电路被配置为根据开关变换器的工作模式产生斜坡补偿的使能信号。斜坡补偿单元根据斜坡补偿使能信号来决定是否对电流采样信号vcs进行补偿。其中当开关变换器工作在电流连续模式时，使能斜坡补偿单元对电流采样信号vcs进行补偿；当开关变换器工作在非电流连续模式时，禁用斜坡补偿单元对电流采样信号vcs的补偿。

图11为根据本发明一实施例的引入斜坡补偿前后开关变换器的输出功率曲线比较。如图11所示，曲线221表示在电流连续模式下对电流采样信号vcs进行斜坡补偿的最大输出功率曲线。曲线222表示未对电流采样信号vcs进行斜坡补偿的最大输出功率曲线。可见，当开关变换器工作在电流连续模式和准谐振两种工作模式时，在电流连续模式下对电流采样信号vcs进行斜坡补偿，可以使最大输出功率曲线更加平坦，有利于工程师的电路设计。

在另一个实施例中，开关变换器仅采用准谐振控制。其中当目标波谷数为1时，使能斜坡补偿单元对电流采样信号vcs进行斜坡补偿；当目标波谷数为大于1的其他整数时，禁用斜坡补偿单元对电流采样信号vcs的斜坡补偿。

图12为根据本发明又一实施例的引入斜坡补偿前后开关变换器的最大输出功率曲线比较。如图12所示，曲线321表示在准谐振控制中未对电流采样信号vcs进行斜坡补偿的最大输出功率曲线。曲线322表示仅在第一波谷对电流采样信号vcs进行斜坡补偿的最大输出功率曲线。可见，当开关变换器单独工作在准谐振模式时，在目标波谷数为1时对电流采样信号vcs进行补偿，也可使最大输出功率曲线更加平坦，从而有利于工程师的电路设计。

图13为根据本发明一实施例的图4所示阈值产生电路312的电路图。为了针对不同的线路电压提供效率优化，阈值产生电路312在不同的线路电压情况提供不同的的第一阈值电压随反馈信号变化的曲线。

阈值产生电路312包括采样保持电路3120、比较器com3、比较器com4、触发器ff3、触发器ff4、电容器c2、电流源is2、电压源vs1～vs3、二极管d1和d2以及开关管s2和s3。电压源vs1～vs3分别具有正端和负端，负端耦接至初级参考地。比较器com3具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收反馈信号fb，第二输入端接收第一反馈值vfb1，将反馈信号fb同第一反馈值vfb1相比较，在输出端输出第三比较信号。

比较器com4具有第一输入端、第二输入端、使能端和输出端，其中第一输入端接收反馈信号fb，第二输入端接收第二反馈值vfb2，使能端接收线路电平指示信号h/l，基于线路电平指示信号h/l，将反馈信号fb同第二反馈值vfb2相比较，在输出端输出第四比较信号。触发器ff3具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收开关频率控制信号fs，第二输入端耦接收第三比较信号，第一触发器ff3基于开关频率控制信号fs和第三比较信号，在输出端产生第一控制信号ctrl1。触发器ff4具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收第三比较信号，第二输入端接收第四比较信号，在输出端产生第二控制信号ctrl2。电容器c2具有第一端和第二端，其中第二端耦接至初级参考地。电流源is2具有输入端、控制端和输出端，其中输入端耦接至电容器c2的第一端，控制端接收线路电平指示信号h/l，输出端耦接至初级参考地。二极管d1具有阳极和阴极，其中阳极耦接至电压源vs1的正端，阴极耦接至电容器c2的第一端。开关管s2具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至电容器c2的第一端，第二端耦接至电压源vs3的正端，控制端耦接至触发器ff3的输出端以接收第一控制信号ctrl1。开关管s3具有第一端、第二端和控制端，其中第二端耦接至电压源vs2的正端，控制端耦接至触发器ff3的输出端以接收第二控制信号ctrl2。二极管d2具有阳极和阴极，其中阳极耦接至开关管s3的第一端，阴极耦接至电容器c2的第一端。

采样保持电路3120具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收开关频率控制信号fs，第二输入端耦接至电容器c2的第一端以接收电容器c2两端的电压，采样保持电路3120基于开关频率控制信号fs对电容器c2两端的电压进行采样保持，在输出端产生第一阈值电压vth1。

图14为根据本发明实施例的图13所示阈值产生电路312中的第一电压阈值vth1与反馈信号fb的关系图。如图14所示，第一阈值电压vth1在高线路电压状况期间是曲线421，而在低线路电压状况期间是曲线422。

在开关频率控制信号fs由低电平变为高电平时，触发器ff3被置位。开关管s2被导通，电容器c2两端的电压等于电压源vs3提供的电压。当反馈信号fb大于第一反馈值vfb1，触发器ff3开关管s2保持导通，电容器c2两端的电压保持不变。第一阈值电压vth1等于电压源vs3提供的电压。

在低线路电压状况期间，线路电平指示信号h/l为低电平，触发器ff4被禁用。当反馈信号fb大于第三反馈值vfb3而小于第一反馈值vfb1时，触发器ff3被复位，开关管s2关断。电流源is2对电容器c2进行放电，电容器c2两端的电压逐渐减小。电流源is2的值根据线路电压的水平进行调节，第一阈值电压vth1随反馈信号fb减小而减小。当反馈信号fb减小至小于第三反馈值vfb3时，电容器c2两端的电压会由于电流源is2的放电减小至小于电压源vs1的电压，二极管d1被导通，电容器c2两端的电压被钳位至电压源vs1的电压。第一阈值电压vth1等于电压源vs1的电压。

在高线路电压状况期间，线路电平指示信号h/l为高电平，触发器ff4被使能。当反馈信号fb大于第二反馈值vfb2而小于第一反馈值vfb1时，触发器ff3被复位，开关管s2关断。触发器ff4被置位，开关管s3被导通。电流源is2对电容器c2进行放电，电容器c2两端的电压逐渐减小。电流源is2的值根据线路电压的水平进行调节。第一阈值电压vth1随反馈信号fb减小而减小，直到电容器c2两端的电压小于电压源vs2的电压时，二极管d2被导通。

当反馈信号fb大于第三反馈值vfb3而小于第一反馈值vfb2时，触发器ff4被复位，开关管s3被关断。电流源is2对电容器c2进行放电，电容器c2两端的电压逐渐减小。电流源is2的值根据线路电压的水平进行调节。第一阈值电压vth1随反馈信号fb减小而减小。当反馈信号fb减小至小于第三反馈值vfb3时，电容器c2两端的电压会由于电流源is2的放电减小至小于电压源vs1的电压，二极管d1被导通，电容器c2两端的电压被钳位至电压源vs1的电压。第一阈值电压vth1等于电压源vs1的电压。

图15为根据本发明一实施例的准谐振控制的开关变换器的控制方法900的方法流程图。该开关变换器包括主开关管和储能元件，该控制方法包括步骤901～909。

在步骤901，采样开关变换器的输出信号，产生反馈信号。

在步骤902，基于反馈信号与参考信号之差，产生补偿信号。

在步骤903，将补偿信号与调制信号相比较，产生脉冲频率调制信号。

在步骤904，检测开关变换器的谐振电压波形，产生表示谐振电压波谷的波谷脉冲信号。

在步骤905，基于脉冲频率调制信号与上一周期的波谷数，产生目标波谷数，并提供响应于目标波谷数的波谷使能信号。在一个实施例中，将脉冲频率调制信号上升沿来临时所累计的波谷数与上一周期的波谷数相比较，选择保持或切换至另一合适的波谷数。

在步骤906，基于波谷使能信号和波谷脉冲信号，产生开关频率控制信号。

在步骤907，采样流过主开关管的电流，产生电流采样信号。

在步骤908，将电流采样信号与第一阈值电压相比较，产生电流比较信号。

在步骤909，基于开关频率控制信号和电流比较信号，产生控制信号以控制主开关管。

其中调制信号的产生方法包括：在主开关管被关断时采用第一电流源对第一电容器充电以产生调制信号，其中当反馈信号小于第一反馈值时，产生调制信号的充电周期具有最小时长；当反馈信号大于第一反馈值且小于第二反馈值时，产生调制信号的充电周期随反馈信号的增大而减小；以及当反馈信号大于第二反馈值时，产生调制信号的充电周期具有最小时长。

在一个实施例中，步骤905包括：接收波谷脉冲信号，对主开关管每个关断期间内的波谷脉冲信号的脉冲进行计数，提供第一数值；记录脉冲频率调制信号上升沿来临时的第一数值，作为第二数值；将第二数值与上一周期波谷数进行比较，根据比较结果产生目标波谷数；以及将第一数值与目标波谷数进行比较，当第一数值大于或等于目标波谷数时，在输出端提供使能波谷使能信号。在进一步的实施例中，当第二数值小于上一周期波谷数时，目标波谷数减1或者保持不变；当第二数值大于上一周期波谷数时，目标波谷数加1或者保持不变。

在一个实施例中，控制方法900还包括：基于开关频率控制信号和限频信号，限制主开关管的频率，该限频信号在主开关管导通时被重置，在最小限定时间之后，方可使能主开关管的下次导通。

在说明书中，相关术语例如第一和第二等可以只是用于将一个实体或动作与另一个实体或动作区分开，而不必或不意味着在这些实体或动作之间的任意实体这种关系或者顺序。数字顺序例如“第一”、“第二”、“第三”等仅仅指的是多个中的不同个体，并不意味着任何顺序或序列，除非权利要求语言有具体限定。在任何一个权利要求中的文本的顺序并不意问这处理步骤必须以根据这种顺序的临时或逻辑顺序进行，除非权利要求语言有具体规定。在不脱离本发明范围的情况下，这些处理步骤可以按照任意顺序互换，只要这种互换不会是的权利要求语言矛盾并且不会出现逻辑上荒谬。

上述说明书和实施方式仅仅是示例性的，并不用于限定本发明的范围。对于公开的实施例进行变化和修改都是可能的，其他可行的选择性实施例和对实施例中元件的等同变化可以被本技术领域的普通技术人员所了解。本发明所公开的实施例的其他变化和修改并不超出本发明的精神和保护范围。