复合式三电平双降压式逆变器及其控制方法和系统

1.本发明涉及逆变器技术领域，尤其涉及一种复合式三电平双降压式逆变器及其控制方法和系统。


背景技术：

2.现有技术中的复合式三电平桥式逆变器如图1所示，它是由1个三电平桥臂和1个两电平桥臂组合而成的，比起两个桥臂都采用三电平而言，其控制简单，容易实现，适合于中小功率场合的单相逆变器。
3.然而，由于该复合式三电平桥式逆变器是桥式结构，同桥臂的开关管均存在桥臂直通的问题，需设置死区时间，而死区的引入会增加并网电流谐波含量，降低逆变器的电能质量，此外，由于桥式逆变器开关管体二极管参与了续流，反向恢复损耗高，可靠性较低。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于提供一种复合式三电平双降压式逆变器及其控制方法和系统，解决现有技术中复合式三电平桥式逆变器会增加并网电流谐波含量，降低逆变器的电能质量以及反向恢复损耗高，可靠性较低的问题。
5.本发明通过下述技术方案实现：
6.复合式三电平双降压式逆变器，该逆变器由直流电压源vcc、支撑电容c1、支撑电容c2、功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s3、功率开关管s4、功率开关管s5、功率开关管s6、功率二极管d1、功率二极管d2、功率二极管d3、功率二极管d4、功率二极管d5、功率二极管d6、滤波电感l
a1
、滤波电感l
a2
、滤波电感l和滤波电容c
f
以及负载电阻r组成；
7.其中，所述支撑电容c1的一端与所述直流电压源vcc的正极连接，所述支撑电容c1的另一端与所述支撑电容c2的一端连接，所述支撑电容c2的另一端与所述直流电压源vcc的负极连接；
8.所述功率开关管s1的集电极与所述直流电压源vcc的正极连接，所述功率开关管s1的发射极与所述功率二极管d1的阳极连接，所述功率二极管d1的阴极与所述滤波电感l
a1
的一端连接，所述滤波电感l
a1
的另一端与所述功率开关管s2的集电极连接，所述功率开关管s2的发射极与所述功率开关管s3的集电极连接，所述功率开关管s3的发射极与所述功率开关管s4的集电极连接，所述功率开关管s4的发射极与所述直流电压源vcc的负极连接；
9.所述功率二极管d6的阳极与所述功率二极管d1的阴极连接，所述功率二极管d6的阴极与所述功率开关管s1的集电极连接；所述功率二极管d5的阳极与所述功率开关管s3的发射极连接，所述功率二极管d5的阴极与所述功率二极管d4的阳极连接，所述功率二极管d4的阴极与所述功率开关管s2的集电极连接；
10.所述功率开关管s5的集电极与所述功率开关管s1的集电极连接，所述功率开关管s5的发射极与所述功率二极管d2的阳极连接，所述功率二极管d2的阴极与所述滤波电感l
a2
的一端连接，所述滤波电感l
a2
的另一端与所述功率开关管s6的集电极连接，所述功率开关
管s6的发射极与所述功率开关管s4的发射极连接；
11.所述滤波电感l的一端与所述功率开关管s2的发射极连接，所述滤波电感l的另一端与所述负载电阻r的一端连接，所述负载电阻r的另一端与所述功率二极管d2的阴极连接；
12.所述滤波电容c
f
的一端与所述功率开关管s2的发射极连接，所述滤波电容c
f
的另一端与所述功率二极管d2的阴极连接；
13.所述功率二极管d3的阳极与所述功率开关管s6的集电极连接，所述功率二极管d3的阴极与所述功率开关管s5的集电极连接。
14.另一方面，本发明还提出了一种上述复合式三电平双降压式逆变器的控制方法，该方法包括：
15.通过电压外环电路获取电压外环给定值u
ref
与直流电压源vcc的电压信号u
dc
的偏差信号；
16.通过所述偏差信号获取负载电流的参考信号；
17.根据所述负载电流与其参考信号的偏差值，得到调制信号u
c
；
18.采用单极性双载波调制方法将调制信号u
c
转换为所述逆变器中功率开关管的驱动信号，从而实现所述逆变器的工作模态控制。
19.优选地，所述逆变器的工作模态控制包括：当检测到桥臂输出电流i>0时，控制所述功率开关管s1、所述功率开关管s2以及所述功率开关管s6导通，所述功率开关管s3、所述功率开关管s4以及所述功率开关管s5关断，则所述直流电压源vcc、所述支撑电容c1和所述支撑电容c2形成正向充电回路，对所述支撑电容c1和所述支撑电容c2充电；所述功率开关管s1、所述功率二极管d1、所述滤波电感l
a1
、所述功率开关管s2、所述滤波电感c
f
、所述滤波电感l
a2
、所述功率开关管s6、所述支撑电容c1以及所述支撑电容c2形成正向充电回路，对所述滤波电容c
f
充电；同时，所述滤波电容c
f
对所述滤波电感l和所述负载电阻r供电。
20.优选地，所述逆变器的工作模态控制包括：当检测到桥臂输出电流i>0时，控制所述功率开关管s2、所述功率开关管s3以及所述功率开关管s6导通，所述功率开关管s1、所述功率开关管s4以及所述功率开关管s5关断，则所述滤波电容c
f
、所述滤波电感l
a2
、所述功率开关管s6、所述支撑电容c2、所述功率二极管d4以及所述功率开关管s2形成正向放电回路，输出端向所述支撑电容c2回馈能量；同时所述滤波电容c
f
向所述负载电阻r和滤波电感l供电。
21.优选地，所述逆变器的工作模态控制包括：当检测到桥臂输出电流i>0时，控制所述功率开关管s3、所述功率开关管s4以及所述功率开关管s6导通，所述功率开关管s1、所述功率开关管s2以及所述功率开关管s5关断，则所述直流电压源v
cc
对所述支撑电容c1与所述支撑电容c2充电，所述滤波电容c
f
、所述滤波电感l
a2
、所述功率开关管s6、所述功率开关管s4以及所述功率开关管s3形成正向续流回路；同时所述滤波电容c
f
、所述滤波电感l和所述负载电阻r构成正向放电，所述滤波电容c
f
向所述滤波电感l和所述负载电阻r供电。
22.优选地，所述逆变器的工作模态控制包括：当检测到桥臂输出电流i<0时，控制所述功率开关管s3、所述功率开关管s4以及所述功率开关管s5导通，所述功率开关管s1、所述功率开关管s2以及所述功率开关管s6关断，则所述直流电压源v
cc
对所述支撑电容c1与所述支撑电容c2充电，所述滤波电容c
f
、所述功率开关管s3、所述功率开关管s4、所述支撑电容c2、
所述支撑电容c1、所述功率开关管s5以及所述功率二极管d2形成反向充电回路；同时所述滤波电容c
f
、所述滤波电感l和所述负载电阻r构成反向放电，为所述滤波电感l和所述负载电阻r供电；所述功率开关管s5、所述功率二极管d2、所述滤波电感l
a2
和所述功率二极管d3形成所述滤波电感l
a2
的续流通路。
23.优选地，所述逆变器的工作模态控制包括：当检测到桥臂输出电流i<0时，控制所述功率开关管s2、所述功率开关管s3以及所述功率开关管s5导通，所述功率开关管s1、所述功率开关管s4以及所述功率开关管s6关断，则所述滤波电容c
f
、所述功率开关管s3、所述功率二极管d5、所述支撑电容c1、所述功率开关管s5以及所述功率二极管d2形成反向放电回路，输出端向所述支撑电容c1回馈能量；同时所述滤波电容c
f
向所述负载电阻r和所述滤波电感l供电；所述功率开关管s5、所述功率二极管d2、所述滤波电感l
a2
和所述功率二极管d3形成所述滤波电感l
a2
的续流通路。
24.优选地，所述逆变器的工作模态控制包括：当检测到桥臂输出电流i<0时，控制所述功率开关管s1、所述功率开关管s2以及所述功率开关管s5导通，所述功率开关管s3、所述功率开关管s4以及所述功率开关管s6关断，则所述直流电压源v
cc
对所述支撑电容c1与所述支撑电容c2充电，所述滤波电容c
f
、所述功率开关管s2、所述滤波电感l
a1
、所述功率二极管d6、所述功率开关管s5以及所述功率二极管d2形成正向续流回路；同时所述滤波电容c
f
、所述滤波电感l和所述负载电阻r构成反向放电，所述滤波电容c
f
向所述滤波电感l和所述负载电阻r供电；所述功率开关管s5、所述功率二极管d2、所述滤波电感l
a2
和所述功率二极管d3形成所述滤波电感l
a2
的续流通路。
25.另外，本发明还提出了一种上述复合式三电平双降压式逆变器的控制系统，该系统包括电压外环电路、传感器、pi调节器、pi控制器以及单极性双载波调制模块；
26.所述电压外环电路，用于根据电压外环给定值u
ref
与u
dc
获取偏差信号；其中，u
dc
为直流电压源vcc的电压信号；
27.所述pi调节器，用于根据所述偏差信号获取负载电流的参考信号；
28.所述传感器，用于获取所述负载电流；
29.所述pi控制器，用于根据所述负载电流与所述参考信号的偏差值得到调制信号u
c
；
30.所述单极性双载波调制模块，用于将调制信号u
c
转换为所述逆变器中功率开关管的驱动信号并输出控制所述逆变器的功率开关管的开闭。
31.本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：
32.1、与现有复合桥式三电平逆变器相比，由于可防止发生桥臂直通的滤波电感l
a1
、l
a2
的引入，因此在实际工程中复合式三电平双降压式逆变器同桥臂开关管无需设置死区时间，可进一步提高逆变器的电能质量；
33.2、与现有复合桥式三电平逆变器相比，由于高性能二极管d1、d2、d3以及d6的引入，复合式三电平双降压式逆变器续流回路负载电流不经过性能较差的开关管体二极管，可有效降低逆变器的反向恢复损耗，因此复合式三电平双降压式逆变器具有高效率和高可靠性的优点；
34.3、采用单极性双载波spwm调制的复合式三电平双降压式逆变器输出电压为
±
vcc、
±
vcc/2、0，与两电平双降压式逆变器相比，电压应力只有直流输入电压的一半，因此
复合式三电平双降压式逆变器具有较高的电能质量和降低的电压应力。
附图说明
35.此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
36.图1为现有技术中复合式三电平桥式逆变器的电路结构示意图；
37.图2为本发明复合式三电平双降压式逆变器的电路结构示意图；
38.图3为本发明复合式三电平双降压式逆变器模态1的电路结构示意图；
39.图4为本发明复合式三电平双降压式逆变器模态2的电路结构示意图；
40.图5为本发明复合式三电平双降压式逆变器模态3的电路结构示意图；
41.图6为本发明复合式三电平双降压式逆变器模态4的电路结构示意图；
42.图7为本发明复合式三电平双降压式逆变器模态5的电路结构示意图；
43.图8为本发明复合式三电平双降压式逆变器模态6的电路结构示意图；
44.图9为本发明逆变器的单极性双载波spwm调制方法；
45.图10为本发明功率开关的逻辑控制框图；
46.图11为本发明输出电流i
l
波形及其fft分析波形图；
47.图12为本发明输出电压u
l
和输出电流i
l
波形图；
48.图13为本发明桥臂输出电压u
ab
的波形；
49.图14为本发明续流二极管d3的电流波形；
50.图15为本发明复合式三电平双降压式逆变器的控制系统示意图。
具体实施方式
51.为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
52.实施例1
53.一种复合式三电平双降压式逆变器，如图2所示，该逆变器主要由直流电压源vcc、支撑电容c1、支撑电容c2、功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s3、功率开关管s4、功率开关管s5、功率开关管s6、功率二极管d1、功率二极管d2、功率二极管d3、功率二极管d4、功率二极管d5、功率二极管d6、滤波电感l
a1
、滤波电感l
a2
、滤波电感l和滤波电容c
f
以及负载电阻r组成；
54.其中，支撑电容c1的一端与直流电压源vcc的正极连接，支撑电容c1的另一端与支撑电容c2的一端连接，支撑电容c2的另一端与直流电压源vcc的负极连接；
55.功率开关管s1的集电极与直流电压源vcc的正极连接，功率开关管s1的发射极与功率二极管d1的阳极连接，功率二极管d1的阴极与滤波电感l
a1
的一端连接，滤波电感l
a1
的另一端与功率开关管s2的集电极连接，功率开关管s2的发射极与功率开关管s3的集电极连接，功率开关管s3的发射极与功率开关管s4的集电极连接，功率开关管s4的发射极与直流电压源vcc的负极连接；
56.功率二极管d6的阳极与功率二极管d1的阴极连接，功率二极管d6的阴极与功率开
关管s1的集电极连接；功率二极管d5的阳极与功率开关管s3的发射极连接，功率二极管d5的阴极与功率二极管d4的阳极连接，功率二极管d4的阴极与功率开关管s2的集电极连接；
57.功率开关管s5的集电极与功率开关管s1的集电极连接，功率开关管s5的发射极与功率二极管d2的阳极连接，功率二极管d2的阴极与滤波电感l
a2
的一端连接，滤波电感l
a2
的另一端与功率开关管s6的集电极连接，功率开关管s6的发射极与功率开关管s4的发射极连接；
58.滤波电感l的一端与功率开关管s2的发射极连接，滤波电感l的另一端与负载电阻r的一端连接，负载电阻r的另一端与功率二极管d2的阴极连接；
59.滤波电容c
f
的一端与功率开关管s2的发射极连接，滤波电容c
f
的另一端与功率二极管d2的阴极连接；
60.功率二极管d3的阳极与功率开关管s6的集电极连接，功率二极管d3的阴极与功率开关管s5的集电极连接。
61.在本实施例中，s1～s6为功率开关管igbt；d1～d6为独立的高性能二极管，vcc为直流侧电压，a和b分别为桥臂中点，i为桥臂输出电流，i
l
为负载电流；c1和c2为直流侧支撑电容；l
a1
、l
a2
为可防止发生桥臂直通的滤波电感；l，c
f
为输出侧滤波电感和电容，r为负载电阻。
62.本实施例的逆变器由于设置有滤波电感l
a1
以及滤波电感l
a2
，可防止发生桥臂直通的现象，因此在实际使用中，同桥臂开关管之间无需设置死区时间，可提高逆变器的电能质量；此外，本实施例的逆变器还设置有高性能二极管d1、d2、d3以及d6，逆变器续流回路负载电流不经过性能较差的开关管体二极管，可有效降低逆变器的反向恢复损耗。
63.实施例2
64.本实施例采用单极性双载波调制方法对上述实施例1提出的复合式三电平双降压式逆变器的工作模态进行控制，具体实施时，可采用图9所示的调制方法和图10所示的逻辑控制图实现功率开关管s1、功率开关管s2、功率开关管s3、功率开关管s4、功率开关管s5以及功率开关管s6的导通或关断。现有spwm控制原理是用一个基准正弦波和一个三角载波进行交接，得到一个脉冲信号，通过这个脉冲信号来控制功率开关管的开关。而本申请的五电平逆变器需要将调制信号u
c
整流后与两个频率、幅值相等的三角载波v
c1
和v
c2
进行比较，从而得到两个脉冲信号a1和b1。同时用调制信号u
c
与零电压比较得到脉冲信号c1，如图9所示，然后用这3个脉冲信号a1、b1以及c1经过如图10所示的逻辑控制框图得到s1～s6的开关信号。
65.具体地，由表1可知，s1是在u
ab
＝+vcc或u
ab
＝
‑
0时导通，即：
[0066][0067][0068]
同理，可知s4是在u
ab
＝
‑
vcc或u
ab
＝+0时导通，即
[0069][0070][0071]
根据单极性调制特点可得：
[0072]
s6＝c1ꢀꢀꢀ
(5)
[0073][0074]
根据上述分析，由a1、b1以及c1可得s1～s6的逻辑控制框图如图10所示。
[0075]
本实施例的控制过程(基于如图15所示的控制系统实现，控制系统包括电压外环电路、传感器、pi调节器、pi控制器以及单极性双载波调制模块)为：
[0076]
通过电压外环电路获取电压外环给定值u
ref
与直流电压源vcc的电压信号u
dc
的偏差信号；
[0077]
通过所述偏差信号获取负载电流的参考信号；
[0078]
根据所述负载电流与其参考信号的偏差值，得到调制信号u
c
；
[0079]
采用单极性双载波调制方法将调制信号u
c
转换为所述逆变器中功率开关管的驱动信号，从而实现所述逆变器的工作模态控制。
[0080]
其中，通过驱动信号来控制逆变器的各功率开关管s1～s5，从而实现逆变器的各工作模态控制，包括：
[0081]
设桥臂输出电流i从桥臂中点a流向桥臂中点b为正，a、b之间的桥臂输出电压为u
ab
。则u
ab
输出包括+vcc、、
‑
vcc、+vcc/2、
‑
vcc/2以及0五种电平，为分析方便，把0电平分为+0和
‑
0两种。根据u
ab
的6种输出状态和流过电感电流的方向，可以得到6个开关模态，如图3
‑
图8所示，以下为对这6种开关模态的进行分析：
[0082]
模态1：
[0083]
当桥臂输出电流i>0，s1、s2、s6导通，s3、s4、s5关断，复合式三电平双降压式逆变器工作在模态1，其等效电路如图3所示。从图3可以看出，vcc、c1和c2形成正向充电回路，对电容c1和c2充电。i经s1、d1、l
a1
、s2、c
f
、l
a2
、s6和c1和c2形成正向充电回路，对c
f
充电，i上升。同时，c
f
对负载l和r供电。同桥臂的开关管s1、s2、s3、s4之间的滤波电感l
a1
可防止开关管同时导通时，开关管电流的快速变化，因此同桥臂的开关管s1、s2、s3、s4之间无需设置死区时间。同理可知，同桥臂的开关管s5、s6之间由于滤波电感l
a2
的引入，因此s5、s6也无需设置死区时间。进一步从图3可以看出，桥臂输出电压u
ab
＝v
cc
，s3和s4的电压应力为v
cc
/2。
[0084]
模态2：
[0085]
当i>0，s2、s3、s6导通，s1、s4、s5关断，复合式三电平双降压式逆变器工作在模态2，其等效电路如图4所示。从图4可以看出，i流经c
f
、l
a2
、s6、c2、d4和s2形成正向放电回路，此时输出端向c2回馈能量，i下降。同时c
f
向负载r和l供电，u
ab
＝v
cc
/2，s1的电压应力为v
cc
/2。
[0086]
模态3：
[0087]
当i>0，s3、s4、s6导通，s1、s2、s5关断，复合式三电平双降压式逆变器工作在模态3，其等效电路如图5所示。从图5可以看出，v
cc
对c1与c2充电。i流经c
f
、l
a2
、s6、s4、s3形成正向续流回路，i下降，u
ab
＝+0，s1和s2的电压应力为v
cc
/2。同时c
f
、l和r构成正向放电，c
f
向负载供电，且续流通路不通过性能较差的igbt体二极管。
[0088]
模态4：
[0089]
当i<0，s3、s4、s5导通，s1、s2、s6关断，复合式三电平双降压式逆变器工作在模态4，其等效电路如图6所示。从图6可以看出，v
cc
对c1与c2充电。i流经c
f
、s3、s4、c2、c1、s5、d2形成反向充电回路，i反向上升，u
ab
＝
‑
v
cc
，s1和s2的电压应力为v
cc
/2。同时c
f
、l和r构成反向为负载供电；s5、d2、l
a2
和d3形成滤波电感l
a2
的续流通路，续流通路不通过igbt的体二极管。
[0090]
模态5：
[0091]
当i<0，s2、s3、s5导通，s1、s4、s6关断，复合式三电平双降压式逆变器工作在模态5，其等效电路如图7所示。从图7可以看出，i流经c
f
、s3、d5、c1、s5和d2形成反向放电回路，此时输出端向c1回馈能量，i反向下降。同时c
f
向负载r和l供电，u
ab
＝
‑
vcc/2，s1和s4的电压应力为v
cc
/2。s5、d2、l
a2
和d3形成滤波电感l
a2
的续流通路，续流通路不通过igbt的体二极管。
[0092]
模态6：
[0093]
当i<0，s1、s2、s5导通，s3、s4、s6关断，复合式三电平双降压式逆变器工作在模态6，其等效电路如图8所示。从图8可以看出，v
cc
对c1与c2充电。i流经c
f
、s2、l
a1
、d6、s5、d2形成正向续流回路，i进一步反向下降，u
ab
＝
‑
0，s3和s4的电压应力为v
cc
/2。同时c
f
、l和r构成反向放电，c
f
向负载供电；s5、d2、l
a2
和d3形成滤波电感l
a2
的续流通路，不通过性能较差的igbt体二极管。
[0094]
综上，从上述可得复合式三电平双降压式逆变器的开关状态及其输出电压如表1所示。
[0095]
表1复合式三电平双降压式逆变器开关管状态与输出电压
[0096][0097]
从表1可以看出，复合式三电平双降压式逆变器的桥臂输出电压为v
cc
、v
cc
/2、0、
‑
0、
‑
v
cc
/2以及
‑
v
cc
。其中0和
‑
0输出表现为一个0电平，因此复合式三电平双降压式逆变器输出电压为三电平。逆变器续流通路不通过性能较差的igbt体二极管，减小了反向恢复损耗，可提高复合式三电平双降压式逆变器可靠性和效率。
[0098]
进一步地，在本实施例中，为了验证复合式三电平双降压式逆变器的正确性，搭建了基于matlab/simulink的电路仿真模型，p
w
为输出功率，其它电路参数如表2所示。
[0099]
表2电路仿真参数
[0100][0101]
图11为输出电流i
l
及其fft分析，从图中可以看出，i
l
为稳定正弦波形，总谐波畸变
率thd为2.13％；图12为负载电压u
l
和i
l
的波形，从图中可以看出，u
l
和i
l
保持同相位，u
l
的幅值约为200v，i
l
的幅值约为5a。因此，本申请提出的复合式三电平双降压式逆变器能实现稳定的逆变，且系统具有较高的功率因数和较低的thd。
[0102]
复合式三电平双降压式逆变器桥臂输出电压u
ab
的波形如图13所示，从图中可以看出，u
ab
为稳定的五电平，输出电压分别为200v，100v，0v，
‑
100v，
‑
200v。复合式三电平双降压式逆变器续流二极管d3的仿真波形如图14所示，从图中可以看出，续流二极管的电流峰值达到了20a。若该电流通过性能较差的igbt体二极管，会损坏igbt。复合式三电平双降压式逆变器续流回路不通过igbt体二极管，续流二极管可通过选择高性能的二极管，这样即可提高逆变器的可靠性。
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以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。