一种对分升压式高升压比DC/DC变换器的制作方法

本发明涉及一种对分升压式高升压比dc/dc变换器新型电路拓扑结构，属于电力电子变换及新能源发电技术领域。

背景技术：

在光伏发电及并网系统中，通常采用boost升压式dc/dc变换器将较低的光伏电池电压转换到电压等级较高的直流母线或直流微电网，然后经过逆变器为独立的交流负载供电，或者经过并网逆变器馈送到交流电网。

传统的boost型dc/dc变换器通过调节占空比实现升压变换，其升压比理论上可以在1～∝范围内改变，但实际上当升压比超过约4以上时，随着占空比的增加，二极管的反向恢复损耗和开关管关断损耗都加大，系统效率明显降低，尤其是功率较大的boost变换器此问题更加突出，一般实际应用中升压比限制在4左右。

现有的交错控制双boost型直流变换器虽然增大了输出功率，减小了输入、输出纹波，但由于双boost输入、输出均为并联，电路中各开关管与二极管的电压、电流应力与传统boost变换器相同。在分布式光伏发电并网系统中，发明具有高升压比的高效能dc/dc变换器具有重要的实际意义。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种具有高升压比的对分升压式dc/dc变换器。该直流变换器针对传统的boost型dc/dc变换器存在的一个明显的缺点，即，尽管通过调节占空比，其升压比理论上可以在1～∝范围内改变，但实际上当升压比较高时，随着占空比的增加，器件损耗加大，系统效率明显降低，也限制了其输出功率，为了克服dc/dc变换器由于高升压比运行会导致功率器件电压、电流应力及开关损耗增大和变换效率降低等问题，并且提高输出功率及电压调节范围，本发明提出了一种高升压比dc/dc变换器建构方式，将高输出直流电压分散到n个同类升降压单元输出串联实现。本发明所采用的技术方案如下：

一种对分升压式高升压比dc/dc变换器，包括：n个同类升降压单元，将高输出直流电压分散到n个同类升降压单元输出串联实现，n为大于1的整数，所述的n个同类升降压单元的输入端并联，共用同一输入电压源，并且通过对n个同类升降压单元交错pwm控制来减小输出直流电压脉动纹波。

具体而言，本发明提出了一种对分升压式高升压比dc/dc变换器新型电路拓扑结构，将高输出直流电压分散到相互反对称的两个升降压单元输出串联实现，而两个升降压单元输入端并联，共用同一输入电压源，并通过对两个升降压单元对称交错半周期pwm控制来减小输出直流电压脉动纹波，从而降低了功率器件的电压、电流应力和开关损耗，增大了高升压比dc/dc变换效率，输出功率及电压调节范围加宽。

针对传统boost型dc/dc变换器存在的技术问题，本发明采用的具体技术方案归纳如下：

一种对分升压式高升压比dc/dc变换器，包括升降压变换单元、升降压对偶变换单元、输入直流电压源支路和输出直流电压支路；

升降压变换单元以输入电源e作为直流输入电压源，包括第一开关管t1，第一二极管d1，第一电感l1，第一电容c1；c1正极性端接第一二极管d1的阴极端，d1的阳极端接第一开关管t1的集电极，第一开关管t1的发射极接输入电源e的负极端，输入电源e的正极端接c1负极性端，第一电感l1跨接于第一开关管t1的集电极与输入电源e的正极之间；

升降压对偶变换单元同样以输入电源e作为直流输入电压源，包括第二开关管t2，第二二极管d2，第二电感l2，第二电容c2；c2负极性端接第二二极管d2的阳极端，d2的阴极端接第二开关管t2的发射极，第二开关管t2的集电极接输入电源e的正极端，输入电源e的负极端接c2正极性端，第二电感l2跨接于第二开关管t2的发射极与输入电源e的负极之间；

输入直流电压源支路由输入电源e组成，作为升降压变换单元和升降压对偶变换单元所共用的直流输入电压源；

输出直流电压支路，包括第一电容c1，输入电源e和第二电容c2；单直流输出电压ud由此三只元件上的直流端电压顺极性串联组成，即，第一电容c1的正极性端作为输出电压ud的正极性端，直接接负载，c1的负极性端接输入电源e的正端，e的负极端接第二电容c2的正极性端，c2的负极性端作为输出电压ud的负极性端，接负载的另一端。

对分升压式高升压比dc/dc变换器的第一开关管t1和第二开关管t2的典型的对称控制方式是两只开关管t1和t2的pwm控制周期和占空比都相同，但是相位上交错半周期，两只开关管t1和t2的pwm占空比调节范围均为0～1，输出电压ud由变换控制器交错半周期调节t1、t2两只开关管pwm占空比来决定。

对分升压式高升压比dc/dc变换器在两只开关管t1和t2的pwm控制周期和占空比都相同的典型对称控制方式，且电感电流连续的控制模式下，输出直流电压ud与直流输入电源e之间的升压比m(或称电压转换比)为：

式中d为t1、t2两只开关管的pwm占空比。

对分升压式高升压比dc/dc变换器的第一开关管t1和第二开关管t2也可以采用不同的控制方式，两只开关管t1和t2的pwm控制周期和占空比都可以不同，各自独立控制。

本发明的有益效果：

1.针对传统的boost型dc/dc变换器存在的缺点，本发明提出了一种对分升压式高升压比dc/dc变换器，可有效降低功率器件的电压、电流应力和开关损耗，增大高升压比dc/dc变换效率。

2.本电路结构具有单直流输入电源电压和单直流输出电压，输出电压由变换控制器交错半周期调节两只开关管pwm占空比来决定。两开关管在变换控制器控制下交替导通，一方面有利于降低输出纹波，另一方面使输出电压纹波频率达开关频率的2倍，从而减小输出电容的容量和体积。适用于新能源光伏发电及直流微电网等直流额定工作电压及升压比要求较高的电力电子dc/dc变换应用场合。

附图说明

该附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在下述附图中：

图1为本发明提供的对分升压式高升压比dc/dc变换器电路的建构思路：图1a为升降压直流变换电路图；图1b为升降压反极性对偶变换电路图。

图2为对分升压式高升压比dc/dc变换器电路拓扑图。

图3为对分升压式高升压比dc/dc变换器应用于光伏发电并网逆变的控制系统结构示意图。

具体实施方式

针对传统的boost型dc/dc变换器存在的缺点，本发明提供了一种对分升压式高升压比dc/dc变换器新型电路拓扑结构，降低功率器件的电压、电流应力和开关损耗，增大高升压比dc/dc变换效率，输出功率及电压调节范围加宽。适用于新能源光伏发电及直流微电网等直流额定工作电压及升压比要求较高的电力电子dc/dc变换应用场合。

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施方式，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施方式和案例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

针对要解决的问题，本发明按照如下思路提出方案：

如图1a所示为升降压式直流变换器电路拓扑，设开关管pwm控制占空比为d，能量应从输入电压源e向电容c1电压ud1传输，不难分析在电流连续模式下其输入输出电压转换比表达式为：

式中由于d≤1，并且当d＝0.5时电压转换比等于1，所以通常该变换器既具备降压(d<0.5)又具有升压作用(d>0.5)。此外，如果考虑将输出端负载跨接于电容c1电压ud1和输入电压源e之上，即输出直流电压ude＝ud1+e，如图1a所示，则在电流连续模式下其输入输出电压转换比将由升降压变换转变为一种升压式变换关系(与传统的boost直流变换器相同)：

如图1b所示为与图1a具有反极性对偶结构的升降压式直流变换器电路拓扑，能量应从输入电压源e向电容c2电压ud2传输，不难分析在电流连续模式下其电压转换比表达式与图1a相同，包括其考虑将输出端负载跨接于电容c2电压ud2和输入电压源e之上的情况，即输出直流电压ude＝ud2+e。

图1a和图1b所示的互为反极性对偶结构的升降压式直流变换器电路拓扑，可以考虑将相互反对称的两个升降压电路单元输入端并联组合，共用同一输入电压源e，而两输出直流电压ud1和ud2则串联组合，同时将输入电源e也作为输出电压的一部分，通过这种串、并联组合，形成一种将高输出直流电压分散到相互反对称的两个升降压单元输出串联实现的特殊效果。所得对分升压式高升压比dc/dc变换器电路拓扑如图2所示。由式(1)并考虑ud由三部分组成，鉴于两单元对分输出，可得在两单元参数对称相等、电流连续模式下其输入输出电压转换比为：

式中由于d≤1，当d＝0时电压转换比m＝1；当d＝0.2时升压比m＝1.5；当d＝0.5时升压比m＝3；当d＝0.95时升压比m＝39；当d＝0.98时升压比m＝99；当d＝0.99时升压比m＝199。式(4)与式(3)之比为1+d，即对分升压式变换器比传统的boost变换器升压比高出的倍数为d，表明升压比高出的比数随占空比增大而增大，最高可接近100％。

图2所示对分升压式高升压比dc/dc变换器，开关管t1和t2均可选用igbt或vdmosfet快速全控型器件；二极管d1和d2采用高压快恢复电力二极管；电容c1和c2选用电解电容，注意其极性的连接方向，也可以选用无极性的其它容量较大的电容器；电感l1和l2，由于pwm开关频率较高，通常选电感量较小，通常可选用适合频率较高的铁氧体、非晶态合金等作导磁介质的磁芯电感，鉴于电感电流含有直流成分，磁芯需要留有一定气隙。

应用实施例一：

对分升压式高升压比dc/dc变换器应用于光伏发电的实施案例系统结构如图3所示。鉴于通常并网逆变器直流侧电压要求较高，该系统适合采用对分升压式高升压比dc/dc变换器。由于其升压比较高，在实施光伏发电并网逆变时，可以选用较低电压的光伏电池阵列直接连接到对分升压式dc/dc变换器输入侧。其典型的闭环控制系统见图3。

设交流侧并网电压为工频50hz、三相线电压380v(或单相电压220v亦然)，按并网逆变器直流侧升压系数取1.12，则并网逆变器直流侧电压下限值要求为：实际当中还要高出10％裕量，故ud取值约680v。

选用功率315w的单晶硅光伏组件，最大工作电压为33.2v。鉴于并网逆变器直流侧电压ud取值680v，考虑对分升压式dc/dc变换器升压比约取m＝7，则为对分升压式dc/dc变换器供电的光伏电池输出电压upv下限值upvmin＝97v，额定功率30kw。可算得光伏阵列的串联数目为：97v/33.2v＝2.92，近似取整3块，核计直流工作电压为99.6v；按照额定功率确定光伏组件总数：30000w/315w＝95.2，近似取整96块，则并联串数为32，光伏电池板整体为32×3阵列。

如图3示出了对分升压式高升压比dc/dc变换器应用于光伏发电及并网逆变的控制系统，图中左侧的控制系统外环是光伏发电的最大功率点跟踪(mppt)控制环，考虑到光伏电池阵列pv的输出电压upv直接作为对分升压式变换器直流输入电源，此处将对分升压式变换器输入电压控制与光伏发电的最大功率点跟踪(mppt)控制结合在一起。系统根据检测的光伏电池输出电压和电流，通过特定的mppt控制算法得出光伏电池工作点的电压指令参考信号upvr，将它与光伏电池输出电压的采样反馈信号upv比较得偏差信号送入电压控制器(pi)，经交错半周期pwm占空比调节，使光伏电池的负载特性与其输出伏安特性达到最佳匹配，实现光伏电池的mppt控制。该控制器通常采用pi调节器，其输出代表pwm占空比。系统在稳态时upv＝upvr，pi调节器输入偏差信号为零，pi调节器的输出占空比控制信号与光伏电池输出电流大小相对应，达到光伏发电最大功率点的自动跟踪和逆变入网的效果。

图3右侧所示典型的并网逆变双闭环控制系统示意图。并网逆变器通过单独的并网逆变控制器及适当的电流跟踪控制算法和同步pwm，可以达到控制交流侧电流ik波形与其给定信号ikr瞬态波形(包含正弦电流的全部三要素)相符合之目的。具体控制过程从略。鉴于交、直流侧的多种性能要求，并网逆变器属于一种典型的多变量非线性控制对象，既要控制直流侧的电压ud，又要控制交流侧的电流ik的相位及瞬时波形和能流方向。