线性稳压电路及开关电源的制作方法

1.本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种线性稳压电路及开关电源。


背景技术：

2.在电力电表行业中，在早期的电表供电系统，通常采用工频变压器供电，随着技术的发展，电表功能也逐渐增多，随之而来对电表系统的供电有了更高的需求，而工频变压器不管是体积还是效率，都难以满足要求，进而开始逐步采用开关电源替代工频变压器的设计方案。但是开关电源的应用，又带来了新的问题，应国家电网要求，电表的接地故障需要满足的1.9倍的un(电表的核定电压)，即最高可达3*420vac，再留点余量，应在3*440vac的恶劣输入条件下，电表不应出现损坏，转换成直流电压，有近1100v的峰值电压。目前普通开关电源，难以满足如此高的电压输入，同时需要满足差模6.6kv的浪涌防护要求。
3.但现有钳位电路，虽然能解决高压输入的问题，不过解决如此高的浪涌防护要求，需要在整个回路中增加高阻抗的限流电阻，来吸收浪涌能量，达到高浪涌防护的目的，但如此大的电阻串联在电路中会消耗很大的能量，影响电路的工作效率，尤其是电表在对待机功耗有要求时，这种影响尤为明显。并且这颗大电阻，在宽范围应用中，特别是低压36vac输入时，电阻上会产生明显的压降，严重影响电源的输出带载能力。
4.因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。


技术实现要素：

5.为了解决上述技术问题，本发明提供了一种线性稳压电路及开关电源，能够延长回路中浪涌电流的能量释放时间，极大程度地减少了单位时间内回路中的浪涌能量，在减小电路的回路阻抗的同时，能够有效的满足开关电源的高浪涌防护要求，提高了电路的工作效率和低压输入时电源的输出带载能力，同时，在超高压输入的情况下，还可以实现对后级电路的钳位保护，降低后级器件应力，从而降低成本。
6.根据本公开第一方面，提供了一种线性稳压电路，包括：功率开关管及其驱动控制电路，所述功率开关管串联在所述线性稳压电路的电压输出回路中，所述驱动控制电路调节所述功率开关管以输出预设的输出电压，其中，所述线性稳压电路还包括：
7.电感，串联在所述电压输出回路中，并与所述功率开关管的漏极连接；
8.采样电阻，串联在所述电压输出回路中，并与所述功率开关管的源极连接，以对所述电压输出回路中的回路电流进行采样；
9.电压调节电路，用于根据所述采样电阻采样获得的回路电流调节所述功率开关管的栅极电压，以在电路中出现浪涌电流时控制所述功率开关管的开关状态，
10.其中，当电路中出现浪涌电流时，所述电感用以降低所述电压输出回路中回路电流的变化速率。
11.进一步地，电压调节电路根据回路电流控制功率开关管的栅极电压以控制功率开关管的开关状态至少包括下拉功率开关管的栅极电压以使得功率开关管工作于开关模式。
12.可选地，所述电压调节电路包括：
13.双极型晶体管，基极通过第七电阻与所述采样电阻连接，集电极与所述功率开关管的栅极连接，用以根据所述回路电流调节所述功率开关管的栅极电压。
14.可选地，所述电压调节电路还包括：
15.反馈单元，连接于所述电感与所述双极型晶体管的基极之间，用于基于所述电感对所述双极型晶体管的基极进行电流正反馈。
16.可选地，所述反馈单元包括：第八电阻和第四电容，
17.所述第八电阻的第一端与所述功率开关管的漏极连接，所述第八电阻的第二端与所述第四电容的第一端连接，所述第四电容的第二端与所述双极型晶体管的基极连接。
18.可选地，所述线性稳压电路还包括：
19.第四二极管，阳极与所述双极型晶体管的发射极连接，阴极与所述双极型晶体管的基极连接。
20.可选地，所述线性稳压电路还包括：
21.压敏电阻，连接于所述功率开关管的漏极与源极之间，用以在所述功率开关管的漏极电压高于所述压敏电阻的压敏电压时对至少部分的浪涌能量进行泄放。
22.可选地，所述采样电阻两端并联有第一钳位单元，用以对所述采样电阻两端的电压进行钳位。
23.可选地，所述线性稳压电路还包括：
24.第二钳位单元，连接于所述功率开关管的栅极与所述双极型晶体管的发射极之间，用以对所述功率开关管的栅极电压进行钳位。
25.可选地，所述线性稳压电路还包括：
26.供电单元，接收所述线性稳压电路的输入电压，用以为根据所述输入电压为所述驱动控制电路和所述功率开关管提供供电电压。
27.可选地，所述第一钳位单元包括：第一二极管和第二二极管，
28.所述第一二极管的阳极与所述功率开关管的源极连接，所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阳极连接，所述第二二极管的阴极与所述双极型晶体管的发射极连接。
29.可选地，所述第二钳位单元包括：第一电阻和第一稳压二极管，
30.所述第一电阻的第一端与所述功率开关管的栅极连接，所述第一电阻的第二端与所述第一稳压二极管的阴极连接，所述第一稳压二极管的阳极与所述双极型晶体管的发射极连接。
31.可选地，所述供电单元包括：
32.第二稳压二极管，阳极接收所述输入电压，阴极通过第二电阻与第一节点连接；
33.第一电容，连接于所述第一节点与参考地之间；以及
34.第三电阻和第二电容，所述第三电阻和所述第二电容依次串联于所述第二稳压二极管的阴极与参考地之间，
35.其中，所述供电单元于所述第一节点处输出所述供电电压。
36.可选地，所述供电单元包括：
37.第四电阻，第一端接收所述输入电压；
38.第五电阻，第一端与所述第四电阻的第二端连接；
39.第三二极管，阳极与所述第五电阻的第二端连接，阴极与第二节点连接；
40.第三电容，与所述第四电阻并联连接，
41.其中，所述供电单元于所述第二节点处输出所述供电电压。
42.可选地，所述线性稳压电路还包括：
43.第六电阻，连接于所述功率开关管的栅极与所述功率开关管的漏极之间；
44.第七电阻，连接于所述功率开关管的源极与所述双极型晶体管的基极之间。
45.可选地，所述功率开关管和所述驱动控制电路集成于同一芯片内。
46.可选地，所述芯片包括：
47.第一引脚，接收所述供电电压；
48.第二引脚，与所述双极型晶体管的集电极连接；
49.第三引脚，与所述电感连接；
50.第四引脚，与所述采样电阻连接；
51.第五引脚，与所述第四引脚连接。
52.可选地，所述芯片包括：
53.第六引脚，接收所述供电电压，并与所述双极型晶体管的集电极连接；
54.第七引脚，与所述电感连接；
55.第八引脚，与所述采样电阻连接；
56.第九引脚。
57.可选地，所述线性稳压电路还包括：
58.第六电阻，连接于所述第二引脚与所述第三引脚之间。
59.可选地，所述线性稳压电路还包括：
60.第九电阻，连接于所述第九引脚和参考地之间。
61.可选地，所述采样电阻的阻值小于预设值。
62.可选地，所述电感连接在所述线性稳压电路的输出端和功率开关管的漏极之间，或者是所述电感连接在所述电感连接在所述线性稳压电路的输入端和功率开关管的漏极之间。
63.根据本公开第二方面，提供了一种开关电源，包括：三相变换电路，接收电网电压，并输出第一电压信号；
64.如上所述的线性稳压电路，与所述三相变换电路连接，接收所述第一电压信号，并输出预设的第二电压信号。
65.本发明的有益效果至少包括：
66.本发明公开的线性稳压电路，通过在线性稳压电路的输出回路中串联电感，使得当电路出现浪涌电流时能够降低回路中电流的变化速率，使得浪涌电流缓慢增加，同时通过设置采样电阻和电压调节电路，由采样电阻对回路中的电流进行采样并触发电压调节电路控制功率开关管的栅极电压以控制功率开关管的开关状态，例如下拉功率开关管的栅极电压以控制功率开关管工作于开关模式，进而在功率开关管的连续通断过程中，延长了回路中浪涌电流的能量释放时间，极大程度地减少了单位时间内回路中的浪涌能量，降低了输出回路中的电流，使得线性稳压电路也能够具有浪涌电流防护功能。并且，电感的阻抗相对较低，有助于提高电路的工作效率和低压输入时开关电源的输出带载能力。
67.本发明公开的开关电源，基于其中线性稳压电路所具有的浪涌防护能力，能够降低对开关电源中线性稳压电压的前级电路(如为三相变换电路)中所需采用的浪涌防护电阻的阻值需求，在使得开关电源能够满足规定的浪涌防护要求的同时，极大程度地降低了开关电源中的回路阻抗。
68.应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
69.图1示出现有的一种三相变换电路的结构示意图；
70.图2示出现有的一种线性稳压电路的结构示意图；
71.图3示出根据本发明实施例提供的三相变换电路的结构示意图；
72.图4示出根据本发明第一实施例提供的线性稳压电路的结构示意图；
73.图5示出根据本发明第二实施例提供的线性稳压电路的结构示意图。
具体实施方式
74.为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
75.在开关电源，例如电表开关电源中，通常包括有三相变换电路和线性稳压电路。其中，三相变换电路为线性稳压电路的前级电路，线性稳压电路为三相变换电路的后级电路，三相变换电路用以接收电网电压，并将所接收的电网电压经转换后输出第一电压信号；线性稳压电路与三相变换电路的输出端连接，用以接收第一电压信号，并根据该第一电压信号输出预设的第二电压信号。
76.如图1所示，为现有的一种三相变换电路的结构示意图。该三相变换电路包括：三相整流电路1、滤波电容cx1和共模电感lf1。三相整流电路1分别与第一相输入端l1、第二相输入端l2、第三相输入端l3和零线输入端n连接以对自第一相输入端l1、第二相输入端l2、第三相输入端l3和零线输入端n输入的电网电压进行三相整流。整流后的电压先后经过滤波电容cx1的滤波和共模电感lf1的滤波后转换为第一电压信号vdc并自三相变换电路的输出端输出。
77.图1中，第一相输入端l1、第二相输入端l2、第三相输入端l3中的每一相输入端与三相整流电路1之间还分别串联有线绕电阻rx1、rx2和rx3，在共模电感lf1与三相变换电路的其中一个输出端之间还串联有线绕电阻rx4，该多个线绕在电阻用于实现对三相变换电路中的电流进行限流，同时，第一相输入端l1、第二相输入端l2、第三相输入端l3中的每一相输入端与零线输入端n之间还分别连接有压敏电阻rv1、rv2和rv3。
78.如图2所示，为现有的一种线性稳压电路的结构示意图。该线性稳压电路包括具有功率开关管q1的钳位芯片控制器u1，以及该功率开关管q1被连接在负载输出的低端位置。当线性稳压电路的输入电压vdc高于设定电压时，钳位芯片控制器u1通过内部电路调整功率开关管q1的驱动电压，使得功率开关管q1处于线性区域，当输入电压vdc越高，则功率开
关管q1的控制端电压越低，功率开关管q1的漏极与源极之间的电压也就越高，从而保证输出电压vout的稳定。
79.上述图1与图2相配合后，即为现有的一种电表开关电源的结构，其中图1示出的三相变换电路中设置的线绕电阻rx1、rx2、rx3和rx4，以及压敏电阻rv1、rv2和rv3可共同实现该开关电源的浪涌防护功能。然而，现有的开关电源为满足理想的浪涌防护要求，其在三相整流电路1在整流前后都设置有线绕电阻进行浪涌防护，进而会导致电路的回路阻抗很大，影响开关电源的工作效率，尤其是在低压输入的情况下，效率影响就更加明显。同时大的回路阻抗，也影响了开关电源在低压输入时的带载能力。
80.针对现有技术中存在的问题，本发明分别对开关电源中的三相变换电路和线性稳压电路进行了优化与改进，改进后开关电源在能够满足高浪涌防护要求的同时，也降低了回路中的阻抗，进而提高了工作效率和低压输入时电源的输出带载能力。
81.如图3所示，为本发明实施例提供的开关电源中三相变换电路的结构示意图。相较于图1所示出的三相变换电路，本实施例中的三相变换电路10的第一相输入端l1、第二相输入端l2、第三相输入端l3中每一相输入端与三相整流电路1之间分别串联的线绕电阻rx1、rx2和rx3替换为了第一线绕电阻rx11、第二线绕电阻rx21和第三线绕电阻rx31，其中第一线绕电阻rx11、第二线绕电阻rx21和第三线绕电阻rx31的阻抗均小于线绕电阻rx1、rx2和rx3的阻抗。同时，本发明实施例中还去掉了位于共模电感lf1与三相变换电路的其中一个输出端之间串联的线绕电阻rx4，因此，本发明优化后的三相变换电路极大程度的减小了回路阻抗，提高了低压输入时电源的输出带载能力。
82.示例性的，若图1中的线绕电阻rx1、rx2和rx3的阻值均为22欧姆，且图1中的线绕电阻rx4的阻值为47欧姆，则本发明优化后的三相变换电路中的第一线绕电阻rx11、第二线绕电阻rx21和第三线绕电阻rx31的阻值可均降低为10欧姆，也即是说，本发明优化后的三相变换电路中的回路阻抗可由原先的91欧姆变为20欧姆，其只有原先的1/4不到。
83.同时，本发明还提供了与图3配套使用的开关电源中的线性稳压电路，该线性稳压电路在其输出回路中串联有电感，使得当电路出现浪涌电流时能够降低回路中电流的变化速率，使得浪涌电流缓慢增加，同时还设置有相应的采样电阻和电压调节电路，由采样电阻对回路中的电流进行采样并触发电压调节电路控制功率开关管的栅极电压以控制功率开关管的工作状态(至少包括下拉功率开关管的栅极电压以使得功率开关管工作于开关模式)，进而降低输出回路中的电流，使得线性稳压电路也能够具有浪涌电流防护功能，弥补了图3中因降低浪涌防护电阻的总阻值而导致的开关电源的浪涌防护能力降低的问题。并且，由于电感的阻抗相对较低，使得基于本发明技术方案的开关电源在减小回路阻抗的同时，也能够有效的满足高的浪涌防护要求，提高了工作效率和低压输入时电源的输出带载能力。
84.参考图4和图5，本发明的线性稳压电路20，包括功率开关管q1及其驱动控制电路，该功率开关管q1串联在线性稳压电路20的电压输出回路中，该驱动控制电路与功率开关管q1连接，通过调节功率开关管q1的开关状态，以输出预设的输出电压vout。本发明中，线性稳压电路包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，其第一输入端和第二输入端用以接收第一电压信号vdc，线性稳压电路从第一输入端和第二输入端接收输入电压(例如三相变换电路输出的第一电压信号)vdc，并从第一输出端和第二输出端输出预设的
第二电压信号即预设的输出电压vout。示例性的，本发明中线性稳压电路10的第一输入端为高压输入端，线性稳压电路20的第二输入端为低压输入端，线性稳压电路10的第一输出端为高压输出端，线性稳压电路10的第二输出端为低压输出端，以及线性稳压电路20的低压输入端和低压输出端均与参考地连接。示例性的，功率开关管q1例如为nmos晶体管。
85.本发明中采用两个实施例来对线性稳压电路20予以详细说明。在本发明第一实施例中，如图4所示，示出了本发明线性稳压电路20的输入与输出共地的实现方案，该实施例中，功率开关管q1串联于线性稳压电路20的低压输入端与低压输出端之间。在本发明第二实施例中，如图5所示，示出了本发明线性稳压电路20的输入与输出共电源的实现方案，该实施例中，功率开关管q1串联于线性稳压电路20的高压输入端与高压输出端之间。可以理解的是，图4和图5所分别示出的第一实施例和第二实施例基于同一发明构思，具体工作原理基本相同，仅是在具体电路实现上有所差异。
86.可选地，本发明中功率开关管q1和驱动控制电路在线性稳压电路20中可以为分别独立设置的独立元件或模块，也可为集成于同一芯片u1内，本发明对此不作限定。因此可以理解，说明书相应附图(如图4和图5)中仅是基于精简附图的考虑，以功率开关管q1和驱动控制电路集成于同一芯片u1内为示例进行的绘制，其不应成为对本发明的限制。示例性的，当将功率开关管q1和驱动控制电路集成于同一芯片内时，在图4所示出的实施例中，芯片u1至少包括五个引脚，具体包括第一引脚vcc，接收供电电压；第二引脚g，与电压调节电路26中双极型晶体管q2的集电极连接，同时经由控制器25与功率开关管q1的栅极连接；第三引脚d，与电感l1连接；第四引脚s，经采样电阻rs1后与电路20的低压输出端即参考地连接；第五引脚gnd与第四引脚s连接。图4示出的第一实施例中，第二引脚g与第三引脚d之间连接有第六电阻r6，该第六电阻r6用于在电路正常工作时采样电路20的输出电压vout以实现对功率开关管q1的栅极电压的调节。而在图5所示出的实施例中，芯片u1至少包括四个引脚，具体包括第六引脚g，经由控制器25与功率开关管q1的栅极连接，接收供电电压，并与电压调节电路26中双极型晶体管q2的集电极连接；第七引脚d，与电感l1连接；第八引脚s，经采样电阻rs1后与电路20的高压输出端连接；第九引脚isen，经第九电阻rs2后与电路20的低压输出端即参考地连接，该第九电阻rs2用于在电路正常工作时采样电路20的输出电压vout以实现对功率开关管q1的栅极电压的调节。
87.可选地，控制器25可以为驱动控制电路或驱动控制电路的子电路，也可为芯片u1中与驱动控制电路并列的电路模块，具体可根据实际的集成工艺和电路需要进行设定，本发明对此不作限定。
88.本发明中，线性稳压电路20还包括：电感l1、采样电阻rs1和电压调节电路26。其中，电感l1串联在电压输出回路中，并与功率开关管q1的漏极连接。采样电阻rs1串联在电压输出回路中，并与功率开关管q1的源极连接，用以对电压输出回路中的回路电流进行采样。电压调节电路26用以根据回路电流调节功率开关管q1的栅极电压。基于电感l1、采样电阻rs1和电压调节电路26，当电路中出现浪涌电流时，电感l1用以降低电压输出回路中回路电流的变化速率，电压调节电路26根据采样电阻rs1采样获得的回路电流控制功率开关管q1的栅极电压以控制功率开关管q1的开关状态，其中至少包括下拉功率开关管q1的栅极电压以使得功率开关管q1工作在开关模式，进而实现对浪涌电流的防护。
89.在本发明一个可能的实施例中，电压调节电路26包括双极型晶体管q2，该双极型
晶体管q2的基极通过第七电阻r7与采用电阻rs1连接，该双极型晶体管q2的集电极与功率开关管q1的栅极连接。其中，第七电阻r7用于对双极型晶体管q2的基极上的电流进行限流，保护双极型晶体管q2。
90.本发明中，采样电阻rs1的阻值小于预设值，以在能够实现采样效果的同时，尽可能的减小采样电阻rs1的阻抗对整体回路阻抗的影响。
91.在图4示出的第一实施例中，电感l1串联于功率开关管q1的漏极与线性稳压电路20的低压输出端之间，采样电阻rs1连接于功率开关管q1的源极与线性稳压电路20的低压输入端之间，以及双极型晶体管q2的基极通过第七电阻r7与采样电阻rs1和功率开关管q1的公共连接点即功率开关管q1的源极连接，双极型晶体管q2的集电极与功率开关管q1的栅极连接，双极型晶体管q2的发射极与线性稳压电路20的低压输入端连接。在图5示出的第二实施例中，电感l1串联于功率开关管q1的漏极与线性稳压电路20的高压输入端之间，采样电阻rs1连接于功率开关管q1的源极与线性稳压电路20的高压输出端之间，以及双极型晶体管q2的基极通过第七电阻r7与采样电阻rs1和功率开关管q1的公共连接点即功率开关管q1的源极连接，双极型晶体管q2的集电极与功率开关管q1的栅极连接，双极型晶体管q2的发射极与线性稳压电路20的高压输出端连接。
92.进一步地，线性稳压电路20还包括：压敏电阻rv4。该压敏电阻rv4连接于功率开关管q1的漏极与源极之间，用以在功率开关管q1的漏极电压高于压敏电阻rv4的压敏电压时对至少部分的浪涌能量进行泄放。
93.进一步地，本发明在采样电阻rs1的两端还并联有第一钳位单元21，该第一钳位单元21用以对采样电阻rs1两端的电压进行钳位，以保护采样电阻rs1和三级管q2在电路中出现浪涌电流时不被损坏。示例性的，该第一钳位单元21包括第一二极管d1和第二二极管d2。其中，第一二极管d1的阳极与功率开关管q1的源极连接，第一二极管d1的阴极与第二二极管d2的阳极连接，第二二极管d2的阴极与双极型晶体管q2的发射极连接。
94.进一步地，线性稳压电路20还包括：第二钳位单元22。该第二钳位单元22连接于功率开关管q1的栅极与双极型晶体管q2的发射极之间，用以对功率开关管q1的栅极电压进行钳位，以保护功率开关管q1不会因栅极电压过高而被损坏。示例性的，该第二钳位单元22包括第一电阻r1和第一稳压二极管zv1。其中，第一电阻r1的第一端与功率开关管q1的栅极连接，第一电阻r1的第二端与第一稳压二极管zv1的阴极连接，第一稳压二极管zv1的阳极与双极型晶体管q2的发射极连接。
95.进一步地，线性稳压电路20还包括：供电单元23。该供电单元23接收线性稳压电路20的输入电压vdc，用以为根据输入电压vdc为芯片u1(包括驱动控制电路和功率开关管q1)提供供电电压。
96.在图4示出的第一实施例中，该供电单元23与芯片u1的第一引脚vcc连接于第一节点a，进而于该第一节点a处输出供电电压。示例性的，该供电单元23包括：第二稳压二极管zv2、第二电阻r2、第一电容c2、第三电阻r3和第二电容c4。其中，第二稳压二极管zv2的阳极接收输入电压vdc，第二稳压二极管zv2的阴极通过第二电阻r2与第一节点a连接；第一电容c2连接于第一节点a与参考地之间；以及第三电阻r3和第二电容c4依次串联于第二稳压二极管zv2的阴极与参考地之间。在图5示出的第二实施例中，该供电单元23与芯片u1的第六引脚g连接于第二节点b，进而于该第二节点b处输出供电电压。示例性的，该供电单元23包
括：第四电阻r4、第五电阻r5、第三二极管d3和第三电容c6。其中，第四电阻r4的第一端接收输入电压vdc；第五电阻r5的第一端与第四电r4的第二端连接；第三二极管d3的阳极与第五电阻r5的第二端连接，第三二极管d3的阴极与第二节点b连接；第三电容c6与第四电阻r4并联连接。
97.本发明提供的线性稳压电路20的具体工作原理如下：
98.当因雷击而导致电路的回路中出现较大的浪涌电流时，该浪涌电流会在采样电阻rs1两端产生大的电压，但由于第一钳位单元21的存在，可以使得采样电阻rs1两端的最大电压被钳位到1.4v左右，进而可以保护采样电阻rs1和双极型晶体管q2不被损坏。同时由于电路的回路中串联有电感l1，基于电感电流不会突变的原理，可使得回路中的浪涌电流仅会缓慢的增加。随着回路中电流的增加，采样电阻rs1两端的电压也逐渐开始增大，当其增大到一定程度时，例如当采样电阻rs1上的电流满足i
limit
≈0.7v/rs1的值时，开始有电流通过第七电阻r7流向双极型晶体管q2的基极，并且该流向双极型晶体管q2的基极的电流也在随着回路中浪涌电流的增大而不断的增大。此时基于双极型晶体管q2与功率开关管q1的连接关系，功率开关管q1的栅极的电压会逐渐的被双极型晶体管q2下拉，从而使得功率开关管q1逐渐被关闭。当功率开关管q1被关断后，功率开关管q1的漏极与电感l1连接的公共节点处的电压开始逐渐增大，当其增大到高于压敏电阻rv4的压敏电压时，压敏电阻rv4开始动作，使得浪涌电流的至少部分的浪涌能量从压敏电阻rv4的路径上被消耗。换言之，功率开关管q1的漏极与源极两端之间的最高电压可被压敏电阻rv4钳位，进而保护了功率开关管q1不会被大的电压应力损坏。
99.同时，当功率开关管q1被关断后，回路中的电流开始减小，采样电阻rs1两端的电压也随之降低，以及双极型晶体管q2的基极上的电流也开始逐渐减小，使得双极型晶体管q2对功率开关管q1的栅极电压的下拉程度开始减弱，功率开关管q1又开始逐渐退出关断状态，回路中的电流由开始增大，如此往复，功率开关管q1会形成一定频率的开关震荡，逐渐把浪涌能量泄放掉。若按照标准雷击8/20us的时间的浪涌能量，通过本发明这种开关震荡的方式，可以延长了回路中浪涌电流的能量释放时间至几百甚至上千微秒，极大程度地减弱了单位时间内回路中的浪涌能量，降低了器件应力，进而能够保护电路中的器件不被损坏，并达到降低回路中的浪涌电流的目的。
100.另一方面，参考图2，现有的线性稳压电路在单相低压输入时，尤其是在低于36v的交流输入下，仅依靠电阻r11进行供电时，在正弦波的谷底提供至芯片u1的供电端vcc的电压会更低，难以保证功率开关管q1的完全导通状态，由于vcc供电的不足，此时功率开关管q1处于线性状态，进而其漏源两端会产生较大的压降，影响电路后级输出的带载能力。基于此，参考图4，在本发明的第一实施例中，本发明于供电单元23内增加第二稳压二极管zv2、第三电阻r3和第二电容c4，使得在一个正弦波周期内，在电压峰值时，输入电压vdc可以通过第二稳压二极管zv2向芯片u1供电，同时还可以通过第三电阻r3向第二电容c4充电，而在电压的谷底时，可由第二电容c4通过第三电阻r3对芯片u1的供电端vcc放电。如此，抬高了芯片u1供电端vcc的最低电压，使得功率开关管q1即使在正弦波的谷底处也能够有足够的电压完全导通，从而减小了功率开关管q1的漏极与源极之间的压降，提高了线性稳压电路和开关电源低压时的输出带载能力。
101.参考图5，在本发明的第二实施例中，供电单元23除了用于向芯片u1供电之外，还
用于向功率开关管q1提供驱动电平，以使得在电路20启动后功率开关管q1能够正常工作。同时，基于图5所示出的第二实施例中供电单元23的电路结构，可减少该实施例中芯片u1的引脚数量，进而有助于降低芯片u1的制造成本。
102.进一步地，本发明所提供的线性稳压电路20中，还包括有连接于功率开关管q1的漏极与双极型晶体管q2的基极之间的反馈单元24。当电路中出现浪涌电流时，该反馈单元24可基于电感l1对双极型晶体管q2的基极进行电流正反馈。当因雷击而导致电路的回路中出现较大的浪涌电流时，在前述对线性稳压电路20的工作原理的描述的基础上，当线性功率管q1的栅极的电压逐渐的被双极型晶体管q2下拉后，由于电感电流不能突变，电感l1与线性功率管q1的漏极连接的公共节点上的电压仍会继续升高，但此时由于电路中存在反馈单元24，可使得双极型晶体管q2的基极上的电流仍会慢慢增大，形成一个正反馈，使得功率开关管q1被关闭的更深，进而加强了线性稳压电路20对浪涌电流的防护能力。
103.示例性的，该反馈单元24包括第八电阻r8和第四电容c5。其中，第八电阻r8的第一端与功率开关管q1的漏极连接，第八电阻r8的第二端与第四电容c5的第一端连接，第四电容c5的第二端与双极型晶体管q2的基极连接。
104.进一步地，此时线性稳压电路20还包括：第四二极管d4。该第四二极管d4的阳极与双极型晶体管q2的发射极连接，第四二极管d4的阴极与双极型晶体管q2的基极连接。
105.进一步地，在开机瞬间，回路中的浪涌能量也较大，线性稳压电路一样工作在开关震荡模式，此时反馈单元24中的第四电容c5存在充放电过程，在每个震荡周期的放电阶段，第四电容c5上的电流主要经过采样电阻rs1和第七电阻r7形成放电回路，从而在采样电阻rs1和第七电阻r7上形成较小的电压差，也即在双极型晶体管q2的基极与发射极之间产生一个较小的负压vbe。本发明通过在双极型晶体管q2的基极与发射极之间设置第四二极管d4，可以把该负压钳位在0.7v一下，从而保护双极型晶体管q2不被负压损坏，提高了电路的可靠性。
106.综上，一方面，本发明通过在线性稳压电路的输出回路中串联电感，使得当电路出现浪涌电流时能够降低回路中电流的变化速率，使得浪涌电流缓慢增加，同时通过设置采样电阻和电压调节电路，由采样电阻对回路中的电流进行采样并触发电压调节电路控制功率开关管的栅极电压以控制功率开关管的开关状态，进而在功率开关管的连续通断过程中，延长了回路中浪涌电流的能量释放时间，极大程度地减少了单位时间内回路中的浪涌能量，降低了输出回路中的电流，使得线性稳压电路也能够具有浪涌电流防护功能。并且，电感的阻抗相对较低，有助于提高电路的工作效率和低压输入时开关电源的输出带载能力。
107.另一方面，本发明公开的开关电源，基于其中线性稳压电路所具有的浪涌防护能力，能够降低对开关电源中线性稳压电压的前级电路(如为三相变换电路)中所需采用的浪涌防护电阻的阻值需求，在使得开关电源能够满足规定的浪涌防护要求的同时，极大程度地降低了开关电源中的回路阻抗，降低了成本。
108.最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。