基于MRAS的无电网电压传感器直接功率预测控制方法与流程

基于mras的无电网电压传感器直接功率预测控制方法
技术领域
1.本发明涉及无电网电压传感器功率预测技术领域，具体而言涉及一种基于mras的无电网电压传感器直接功率预测控制方法。


背景技术：

2.近年来，三相电压型整流器(vsr)由于功率因数高，能量可双向流动，直流侧电流可控等优点，越来越广泛地应用在各种工业技术领域中，例如高压直流输电、不间断电源、新能源汽车等。模型预测控制(mpc)作为一种新兴的控制算法，由于其简单、灵活、多输入多输出的特点，已被大量应用于众多电力电子设备。其中，有限控制集模型预测(fcs-mpc)通过系统的数学模型，履历所有开关状态，预测出下一采样时刻所有可能的值，并最小化代价函数，得到最优开关状态，由于其简单且准确，这种预测控制方法在mpc中应用最为广泛。
3.专利号cn112994482a的发明中提出了一种双pwm变频系统的模型预测功率动态补偿控制方法，在整流-逆变双侧采用模型预测控制，利用当前时刻输入电压矢量和输入电流矢量计算下一时刻功率预测值；结合滚动优化下的预测电流和eso优化估计原理，通过滚动预测k+2时刻的电流值，得到k+2时刻母线电压的预测值；在母线电压跟踪估计的基础上，根据双侧瞬时能量平衡原理，建立能量流动平衡方程，计算整流侧超前预测的功率补偿量，进行前馈修正。该发明能够抑制负载突变及系统扰动所导致的母线电压波动问题，实现双侧控制性能的协调提升。专利号为cn112550024a的发明中提出了一种基于模型预测的三相pwm整流新能源汽车充电方法，针对用户对于新能源汽车不同的充电需求，包括充电快速性，充电经济性，充电电池损伤，通过多目标算法选择最优的指标来设置最优电压曲线，同时对车载锂电池和新能源电池进行充电，并对两个电池进行实时监控从而保证电池的充电安全，满足用户的特殊充电需求。将所得的最优电压值设定为直流侧参考值，并按照电池容量实时反馈调节，将最优电压值通过外环滑模控制得到系统额定有功功率值。为了降低网侧开关变化次数引起的损耗，根据额定有功功率值设计了开关系数表，以减少计算量从而提升响应速度。同时减少开关的频繁变动，延长设备寿命。
4.然而，由于需要系统的数学模型进行预测，所以mpc会过度依赖于系统参数的精确性。不精确的系统参数会导致不精确的预测值。因此，找到某种可以得到系统参数的精确值的方法是非常重要的。无电网电压传感器整流比起传统vsr有着众多的优点，例如减小系统体积，缩减成本等。电压传感器可能会带来噪声和干扰，且由于可能出现的错误值会影响整个系统的可靠性。


技术实现要素：

5.本发明针对现有技术中的不足，提供一种基于mras的无电网电压传感器直接功率预测控制方法，弥补了传统模型预测控制(mpc)对系统参数的过度依赖，使得控制更加稳定、可靠，对交流的电压抗干扰能力更强，具有良好的谐波特性。同时省去了网侧电压传感器，减小了系统体积，节省了系统成本。
6.为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
7.本发明实施例提出了一种基于mras的无电网电压传感器直接功率预测控制方法，所述控制方法包括以下步骤：
8.s1，采集当前采样时刻电网侧电流is(t)，根据当前采样时刻整流器输出电压v
afe
(t)和线电压估算值vs(t)，通过模型参考自适应估算出网侧电感；
9.s2，采集当前采样时刻直流侧电压v
dc
(t)，根据步骤s1采集到的网侧电流is(t)以及当前采样时刻的开关状态sa(t)、sb(t)和sc(t)，计算出当前采样时刻的电网线电压；
10.s3，根据采集到的电网侧电流is，通过整流器数学模型进行模型预测，得到网侧电流在下一个采样时刻的值is(t+1)；
11.s4，通过步骤s3中的网侧电流的预测值is(t+1)和步骤s2中估算出的电网线电压，计算出下一个采样时刻的有功功率p(t+1)和无功功率q(t+1)；
12.s5，给定直流侧参考电压v
*dc
，和采样得来的实际直流侧电压v
dc
(t)作比较，其误差经过pi调节器后再乘以直流侧电压得到有功功率的参考值p
*
，同时给定无功功率的参考值q
*
；将有功功率参考值p
*
、有功功率实际值p(t)、无功功率参考值q
*
和无功功率实际值q(t)带入代价函数中，履历所有开关状态，得到使代价函数最小的最优开关状态sa(t+1)、sb(t+1)和sc(t+1)，作用于整流器。
13.进一步地，步骤s1中，通过模型参考自适应估算出网侧电感的过程包括以下子步骤：
14.s11，采集网侧电流is(t)，对其做clark变换，得到静止两相αβ坐标系下网测电流i
sα
(t)和i
sβ
(t)，同时将估算的网侧电压vs(t)和整流器输出电压v
afe
(t)进行clark变化，得到静止两相αβ坐标系下网侧电压v
sα
(t)、v
sβ
(t)和整流器输出电压v
afeα
(t)、v
afeβ
(t)，计算出网侧电流估计值：
[0015][0016]
式中，代表两相αβ坐标系下第t+1时刻网测电流的估算值，代表两相αβ坐标系下第t时刻网测电流的估算值；v
sαβ
(t)代表两相αβ坐标系下第t时刻网侧电压值，v
afeαβ
(t)代表两相αβ坐标系下第t时刻整流器输出电压值，与开关状态相关；rs代表三相整流器的电阻值，代表网侧电感估算值；ts代表采样时间。
[0017]
s12，将网侧电流估计值与网侧电流实际值做差，得到差值e
iα
(t)和e
iβ
(t)；根据下述公式计算得到电感的实际模型与估计模型的误差e(t)：
[0018][0019]
式中，和代表估算出的当前时刻的电网电流；
[0020]
s13，将电感的实际模型与估计模型的误差经过pi调节器后得到网侧电感的估计值
[0021]
[0022]
式中，k
p
和ki为pi调节器的比例和积分参数。
[0023]
进一步地，步骤s2中，计算出此时的电网线电压的过程包括以下子步骤：
[0024]
s21，采集网侧三相电流is(t)，对其做clark变换，得到静止两相坐标系下网测电流i
sα
(t)和i
sβ
(t)，采集直流侧电压v
dc
(t)，以及当前采样时刻的开关状态sa(t)、sb(t)、sc(t)和估算出的网侧电感根据下述公式计算出系统的有功功率p(t)和无功功率q(t)：
[0025][0026][0027]
式中，rs代表三相整流器的电阻值，ls是三相整流器的滤波电感，其中s
α
(t)、s
β
(t)为sa(t)、sb(t)、sc(t)变换到静止两相坐标系下的开关状态。由下式计算：
[0028][0029]
s22，根据瞬时功率理论，采用下述公式计算得到网侧线电压：
[0030][0031]
进一步地，步骤s3中，采用下述公式计算得到网侧电流在下一个采样时刻的值is(t+1)：
[0032][0033]
式中，rs代表三相整流器的电阻值，ls是三相整流器的滤波电感，v
afe
(t)代表当前采样时刻的整流器输出电压值，vs(t)代表当前采样时刻的网侧电压值，ts代表采样时间。
[0034]
进一步地，步骤s4中，采用下述公式，计算出下一个采样时刻的有功功率p(t+1)和无功功率q(t+1)：
[0035]
p(t+1)＝v
sα
(t)i
sα
(t)+v
sβ
(t)i
sβ
(t)
[0036]
q(t+1)＝v
sβ
(t)i
sα
(t)-v
sα
(t)i
sβ
(t)。
[0037]
进一步地，所述代价函数为：
[0038]
g＝|p
*-p(t+1)|+|q
*-q(t+1)|；
[0039]
式中，p
*
是有功功率给定值，q
*
是无功功率给定值。
[0040]
本发明的有益效果是：
[0041]
本发明提出的基于mras的无电网电压传感器直接功率预测控制方法可用于三相
两电平电压型整流器中，弥补了传统模型预测控制(mpc)对系统参数的过度依赖，使得控制更加稳定、可靠，对交流的电压抗干扰能力更强，具有良好的谐波特性。同时省去了网侧电压传感器，减小了系统体积，节省了系统成本。
附图说明
[0042]
图1为三相电压型整流器vsr主电路拓扑。
[0043]
图2为模型参考自适应(mras)估算网侧电感原理图。
[0044]
图3为三相电压型整流器vsr扇区和输出电压矢量图。
[0045]
图4为本发明实施例的基于mras的无电网电压传感器直接功率预测控制方法原理图。
具体实施方式
[0046]
现在结合附图对本发明作进一步详细的说明。
[0047]
需要注意的是，发明中所引用的如“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等的用语，亦仅为便于叙述的明了，而非用以限定本发明可实施的范围，其相对关系的改变或调整，在无实质变更技术内容下，当亦视为本发明可实施的范畴。
[0048]
为了便于理解技术方案，首先对本实施例的符号及标号进行说明：ls、r
s-三相整流器的滤波电感及其电阻；v
sk
(k＝a,b,c)-三相静止坐标系电网电压；is(i
sa
,i
sb
,i
sc
)-三相静止坐标系网侧电流；i
sα
、i
sβ-两相静止坐标系网侧电流；r-直流侧负载电阻；c-直流侧滤波电容；v
dc-直流侧电压实际值；v
*dc-直流侧电压给定值；i
dc-直流侧电流；p
*-有功功率给定值；q
*-无功功率给定值；sk(k＝a,b,c)-开关状态；v
afe
(v
afeα
，v
afeβ
)-整流器输出电压值；-网侧三相电压估计值；-网侧电感估计值；is(t+1)(ia,ib,ic)-三相网侧电流预测值；p(t+1)-有功功率预测值；q(t+1)-无功功率预测值；va,vb,vc,v’a
,v’b
,v’c-igbt名称；vda,vdb,vdc,vd’a
,vd’b
,vd’c-二极管名称；e
iα
,e
iβ-两相静止坐标系下网侧实际电流和预估电流的误差；e-电感的实际模型与估计模型的误差；i
sβ-两相静止坐标系网侧电流估计值；-网侧电感估计值；v0，v1,v2,v3,v4,v5,v6,v
7-三相两电平整流侧8个开关矢量。
[0049]
参见图4，具体按照如下步骤实施：
[0050]
步骤1：采集电网侧电流is、根据此时刻整流器输出电压v
afe
、线电压估算值vs，通过模型参考自适应估算出网侧电感。
[0051]
步骤2：采集直流侧电压v
dc
,根据步骤1采集到的网侧电流is以及当前采样时刻(第t时刻)的开关状态sa,sb,sc计算出此时的电网线电压。
[0052]
步骤3：根据采集到的电网侧电流is，通过整流器数学模型进行模型预测，得到网侧电流在下一个采样时刻(第t+1时刻)的值is(t+1)。
[0053]
步骤4：通过网侧电流的预测值is(t+1)和估算出的线电压，可计算出下一个采样时刻的有功功率p(t+1)和无功功率q(t+1)。
[0054]
步骤5：给定直流侧参考电压v
*dc
,并和采样得来的实际直流侧电压v
dc
作比较，其误差经过pi调节器后再乘以直流侧电压得到有功功率的参考值p
*
,同时给定无功功率的参考值q
*
。将有功功率参考值p
*
,有功功率实际值p，无功功率参考值q
*
，无功功率实际值q带入代
价函数中，履历所有开关状态，得到最优开关状态sa,sb,sc，并作用于整流器。
[0055]
图1为三相电压型整流器vsr主电路拓扑。参见图1，步骤1具体为：
[0056]
采集网侧电流is，对其做clark变换，得到静止两相αβ坐标系下网测电流i
α
,i
β
，同时将估算的网侧电压vs和整流器输出电压v
afe
进行clark变化，得到v
sα
,v
sβ
,v
afeα
,v
afeβ
，然后可计算出网侧电流估计值：
[0057][0058]
式中，
‘‑’
代表估算值。整流器输出电压值v
afeαβ
如表1所示。
[0059]
表1开关状态与v
afeαβ
取值关系表
[0060][0061]
参见图2，将网侧电流估计值与网侧电流实际值做差，得到e
iα
和e
iβ
。从李雅普诺夫定理在系统上的稳定性应用可知，电感的实际模型与估计模型的误差为：
[0062][0063]
式中，和代表估算出的电网电流。
[0064]
电感的实际模型与估计模型的误差经过pi调节器为网侧电感的估计值，即为：
[0065][0066]
式中，k
p
和ki为pi调节器的比例和积分参数。
[0067]
步骤2具体为：
[0068]
采集网侧三相电流is，对其做clark变换，得到静止两相坐标系下网测电流i
α
,i
β
，采集直流侧电压v
dc
，以及此刻的开关状态sa,sb,sc和估算出的网侧电感计算出此时系统的有功功率p和无功功率q：
[0069][0070][0071]
根据瞬时功率理论，网侧线电压即为：
[0072][0073]
步骤3具体为：
[0074]
根据采集到的网侧三相电流is和系统的数学模型，可预测出下一采样时刻的网侧电流预测值：
[0075][0076]
步骤4具体为：
[0077]
根据估算出的网侧电压和预测的下一个采样周期的网侧电流，可计算出下一时刻系统的有功功率p(t+1)和无功功率q(t+1)：
[0078]
p(t+1)＝v
sαisα
+v
sβisβ
[0079]
q(t+1)＝v
sβisα-v
sαisβ
。
[0080]
步骤5具体为：
[0081]
给定直流侧电压的参考值，与直流侧电压实际值做比较，其差值经过pi调节器后，乘以直流侧实际值，可得到有功功率给定值p
*
，同时给定无功功率q
*
。将有功功率给定值p
*
，无功功率给定值q
*
下一时刻系统的有功功率p(t+1)和无功功率q(t+1)带入代价函数：
[0082]
g＝|p
*-p(t+1)|+|q
*-q(t+1)|。
[0083]
履历各个开关状态(如表1所示)，找到使代价函数最小的开关状态sa,sb,sc，并作用于整流器。
[0084]
对于三相两电平整流器来说，有8个开关状态，其矢量图如图3所示。履历各个开关状态，找到使代价函数最小的开关状态sa,sb,sc，并作用于整流器。
[0085]
以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。