一种直流转换电路的制作方法

1.本技术涉及电能转换技术领域，具体涉及一种直流转换电路。


背景技术：

2.目前，大功率dc转dc升压电路中主要使用到肖特基二极管进行电压输出前的整流处理。这样一来，由于肖特基二极管的导通压降比较高(通常达到0.7v)，其在大电流的情况下，会使得自身损耗更为突出。因而，传统dc转dc升压电路在大电流下存在较高的器件损耗现象，严重影响其电能转换效率。


技术实现要素：

3.本技术实施例提供一种直流转换电路，以解决传统dc转dc升压电路在大电流下存在较高的器件损耗现象，严重影响其电能转换效率的技术问题。
4.本技术提供一种直流转换电路，包括开关控制模组、储能器件以及整流控制模组，其中，
5.所述开关控制模组，包括第一开关管，配置为在所述第一开关管导通时，使得所述储能器件的输出端与所述整流控制模组的输入端之间的连接处与接地端电性连接；
6.所述储能器件，配置为在所述第一开关管导通时，对输入的直流电进行储能，及在所述第一开关管断开时，将输入的直流电及当前储能释放形成的直流电叠加后输送给所述整流控制模组；
7.所述整流控制模组，包括第二开关管，配置为在所述第一开关管导通时，将所述第二开关管切换为关闭状态，及在所述第一开关管关闭时，将所述第二开关管切换为导通状态，并在所述第二开关管切换为导通状态时，输出所述储能器件输送过来的直流电。
8.可选的，在一些实施例中，所述第一开关管为氮化镓mos管；和/或，所述第二开关管为氮化镓mos管。
9.可选的，在一些实施例中，所述储能器件包括一电感，所述电感的一端与所述电源模组的正极电性连接，所述电感的另一端与所述第二开关管的漏极电性连接，且所述电感的另一端与所述第二开关管的漏极之间的连接处与所述第一开关管的漏极电性连接，所述第一开关管的源极与接地端电性连接。
10.可选的，在一些实施例中，所述开关控制模组还包括pwm控制器，所述pwm控制器的输出引脚与所述第一开关管的栅极电性连接。
11.可选的，在一些实施例中，所述开关控制模组还包括第一开关调节保护模块，所述第一开关调节保护模块的两端分别与所述pwm控制器的输出引脚及所述第一开关管的栅极电性连接，所述第一开关调节保护模块包括并联设置第一电阻与第一器件组合，所述第一器件组合包括串联连接的第二电阻与第一二极管。
12.可选的，在一些实施例中，所述开关控制模组还包括分压模块，配置为将所述整流控制模组输出的直流电进行电压分压，并将分压后的电压接入所述pwm控制器的电压检测
引脚。
13.可选的，在一些实施例中，所述分压模块包括第一分压电阻与第二分压电阻，所述第一分压电阻与所述第二分压电阻串联连接在所述整流控制模组的输出端与接地端之间，且所述第一分压电阻与所述第二分压电阻之间的连接处与所述pwm控制器的电压检测引脚电性连接。
14.可选的，在一些实施例中，所述整流控制模组还包括sr同步整流控制器，所述sr同步整流控制器的输入引脚与所述pwm控制器的输出引脚电性连接，所述sr同步整流控制器的输出引脚与所述第二开关管的栅极电性连接。
15.可选的，在一些实施例中，所述开关控制模组还包括第二开关调节保护模块，所述第二开关调节保护模块的两端分别与所述sr同步整流控制器的输出引脚及所述第二开关管的栅极电性连接，所述第二开关调节保护模块包括并联设置第三电阻与第二器件组合，所述第二器件组合包括串联连接的第四电阻与第二二极管。
16.可选的，在一些实施例中，还包括电源模组，所述电源模组配置为提供所述输入的直流电；和/或，还包括滤波模块，所述滤波模块配置为对所述整流控制模组输出的直流电进行滤波。
17.在本技术中，其整流控制模组通过配置第二开关管(使得在第一开关管导通时，将第二开关管切换为关闭状态，及在第一开关管关闭时，将第二开关管切换为导通状态)的方式实现本直流转换电路的电压输出前的整流处理，相比于传统的采用肖特基二极管实现的整流控制，其在通过相同的电流的情况下，具有更低的导通压降，可有效降低其自身损耗，以有效提升其电能转换效率。可见，本直流转换电路，其具有器件损耗低、电能转换效率高等优点。
附图说明
18.下面结合附图，通过对本技术的具体实施方式详细描述，将使本技术的技术方案及其有益效果显而易见。
19.图1是传统直流转换电路的电路原理图。
20.图2是传统直流转换电路的肖特基二极管的正向压降随其正向电流变化关系图。
21.图3是本技术实施例提供的直流转换电路的一种电路框图。
22.图4是图3所示直流转换电路的另一种电路框图。
23.图5是图4所示直流转换电路的一种电路原理图。
24.图6是图5所示直流转换电路的第二开关管的ds压降随其漏电流变化关系图。
25.图7是图4所示直流转换电路的另一种电路原理图。
26.图8是图7所示直流转换电路的pwm控制器及sr同步整流控制器的输出波形图。
具体实施方式
27.下面结合附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本技术一部分实施例，而非全部实施例。基于本技术中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。在不冲突的情况下，下述各个实施例及其技术特征可以相互组合。
28.目前，如图1所示，传统大功率dc转dc升压电路中主要使用到肖特基二极管d0进行电压输出前的整流处理，即通过肖特基二极管d0单向导通的特性，使得电容l0单向放电给电容c0后，输出相应的升压后的电压。这样一来，如图2所示，由于肖特基二极管d0的导通压降(即正向压降)比较高(通常达到0.7v)，其在大电流的情况下，会使得自身损耗更为突出。因而，传统dc转dc升压电路在大电流下存在较高的器件损耗现象，严重影响其电能转换效率。
29.基于此，有必要提供一种新的直流转换电路解决方案，以解决传统dc转dc升压电路在大电流下存在较高的器件损耗及比较严重的器件发热现象，严重影响其电能转换效率的技术问题。
30.在一个实施例中，如图3及图5所示，本实施例提供一种直流转换电路100，该直流转换电路100包括开关控制模组110、储能器件120以及整流控制模组130，其中，开关控制模组110具体可包括第一开关管m1，配置为在第一开关管m1导通时，使得储能器件120的输出端与整流控制模组130的输入端之间的连接处与接地端gnd电性连接。储能器件120具体可配置为在第一开关管m1导通时，对输入的直流电进行储能，及在第一开关管m1断开时，将输入的直流电及当前储能释放形成的直流电叠加后输送给整流控制模组130。整流控制模组130包括第二开关管m2，配置为在第一开关管m1导通时，将第二开关管m2切换为关闭状态，及在第一开关管m1关闭时，将第二开关管m2切换为导通状态，并在第二开关管m2切换为导通状态时，输出储能器件120输送过来的直流电。
31.需要说明的是，本技术实施例的直流转换电路100具体可为dc转dc升压电路。为实现上述储能器件120的直流电输入，如图4所示，本技术实施例的直流转换电路100具体还可包括电源模组140，该电源模组140配置为提供上述输入的直流电，即通过电源模组140给上述储能器件120进行直流电输入。电源模组140通常是低电压电源，如低压储能电池，以给上述储能器件120输入低电压的直流电。另外，为在上述整流控制模组130输出储能器件120输送过来的直流电时，可减少相应的电磁干扰及抑制相应的电磁噪声，使得最终输出平滑的升压后的直流电。如图4所示，本技术实施例的直流转换电路100具体还可包括滤波模块150，滤波模块150配置为对整流控制模组130输出的直流电进行滤波。
32.如图3及图5所示，本技术实施例的直流转换电路100工作原理如下：在开关控制模组110的第一开关管m1导通时，整流控制模组130将第二开关管m2切换为关闭状态，同时，由于储能器件120的输出端与整流控制模组130的输入端之间的连接处与接地端gnd电性连接，使得储能器件120对输入的直流电进行储能。而在开关控制模组110的第一开关管m1断开时，整流控制模组130将第二开关管m2切换为导通状态，以给储能器件120提供单向放电通道，使得储能器件120将输入的直流电及当前储能释放形成的直流电叠加后输送给整流控制模组130，进而使得本直流转换电路100最终向外输出升压后的直流电。
33.可见，本技术实施例的直流转换电路100，其整流控制模组130具体可通过配置第二开关管m2的方式实现本直流转换电路100的电压输出前的整流处理，如图2及图6所示，相比于传统的采用肖特基二极管实现的整流控制，本技术实施例的第二开关管m2在通过相同的电流的情况下，具有更低的导通压降(即图6所示的ds压降)，可有效降低其自身损耗，以有效提升其电能转换效率。可见，本直流转换电路100，其具有器件损耗低、电能转换效率高等优点。
34.在一些示例中，如图5所示，上述储能器件120具体可包括一电感l1，电感l1的一端与电源模组140的正极电性连接，以接入输入的直流电，电感l1的另一端与第二开关管m2的漏极电性连接，且电感l1的另一端与第二开关管m2的漏极之间的连接处与第一开关管m1的漏极电性连接，第一开关管m1的源极与接地端gnd电性连接。这样一来，当第一开关管m1导通时，便可使得储能器件120的输出端与整流控制模组130的输入端之间的连接处与接地端gnd电性连接，同时，使得储能器件120对输入的直流电进行储能，即电感l1将电能(即输入的直流电)转换为磁场能储存起来，而当第一开关管m1断开后，整流控制模组130将第二开关管m2切换为导通状态，以给储能器件120提供单向放电通道，使得储能器件120将输入的直流电及当前储能释放形成的直流电(即电感l1将储存的磁场能重新转换为电场能)叠加后输送给整流控制模组130，即电感l1输出给整流控制模组130的直流电的电压是电感l1输入直流电的电压和电感l1当前储能释放形成的直流电的电压的叠加后形成的，所以输出电压高于输入电压，即升压过程的完成。另外，上述滤波模块150具体可包括一滤波电容c1，以通过滤波电容c1先对整流控制模组130输出的直流电进行滤波后再向外输出给相应的负载。
35.在一些示例中，如图5及图7所示，为实现第一开关管m1的开关控制，本技术实施例的开关控制模组110还包括pwm控制器p1，pwm控制器p1的sw输出引脚与第一开关管m1的栅极电性连接。pwm控制器p1具体可采用芯片(芯源)mp9185、芯片(南芯)sc8701、芯片(奥隆电子)la1530中的任意一种。pwm控制器p1的sw输出引脚可在不同时刻输出不同的电平，来实现第一开关管m1的开关控制。
36.此时，如图5所示，第一开关管m1在开通时，第二开关管m2关断，输入的直流电给电感l1充电，电感l1储能，电感l1的电流增加量为：
[0037][0038]
其中：d为占空比，t为第一开关管m1的开关周期。
[0039]
当第一开关管m1关断时，第二开关管m2开通，电感l1的能量通过第二开关管m2给电容c1充电，电感l1的电流不断减少，则该电流变化为：
[0040][0041]
其中：vo为图5中输出电压vout的值，v
in
为图5中输入电压v1的值。
[0042]
当本直流转换电路100工作时的电感l1的电流处于连模式时，电感l1上的电流增加量等电流减少量，即可得到：δi
l(+)
＝δi
l(-)
，整理可得到：
[0043][0044]
当电感l1的电流处于非连续模式时，第一开关管m1导通状态下，电感l1的电流增值为：
[0045]
[0046]
第一开关管m1关闭状态下，电感l1的电流增值为：
[0047][0048]
由于电感l1的电流上升值等于下降值，即有：δi
l(+)
＝δi
l(-)
[0049]
转换得到：
[0050][0051]
在非连续模式下，每个周期电感l1的电流都会下降到零，电感l1的输出电流等于电感l1的平均电流，即有：
[0052]
1、2、i
pk
＝i
l(+)
[0053]
由上1、2式可得到：
[0054][0055]
从上可知，电感l1的输出电压与电感l1的输入电压和pwm控制器p1的占空比有关，因而，可通过调整pwm控制器p1的占空比，来达到使输出电压vout更稳定的目的。
[0056]
在一些示例中，为使得第二开关管m2在第一开关管m1导通时切换为关闭状态，及在第一开关管m1关闭时切换为导通状态，如图5及图7所示，本技术实施例的整流控制模组130还包括sr同步整流控制器s1，sr同步整流控制器s1的sw输入引脚与pwm控制器p1的sw输出引脚电性连接，sr同步整流控制器s1的drv输出引脚与第二开关管m2的栅极电性连接。sr同步整流控制器s1具体可采用芯片(南芯)sc3503、芯片(昂宝)ob2009、芯片jw7726b中的任意一种。
[0057]
由于第一开关管m1和第二开关管m2在整个直流转换电路100工作转换过程中均是处于两不同的能量转换阶段，两者不能任何一时刻同时导通或同时关闭，因此，sr同步整流控制器s1和pwm控制器p1需紧密协同工作，本技术示例中通过将sr同步整流控制器s1的sw输入引脚与pwm控制器p1的sw输出引脚电性连接，使得sr同步整流控制器s1通过实时检测pwm控制器p1的sw输出引脚输出的波形来控制第二开关管m2的导通和关闭。如图8所示，在0-t0时间段，pwm控制器p1输出高电平，控制第一开关管m1导通，此时间段内，sr同步整流控制器s1的drv输出引脚输出低电平，第二开关管m2处于关闭状态，此时间段，电流只能从输入端流向电感l1，无法流向动容c1。在t0-t1时间段，pwm控制器p1输出低电平，控制第一开关管m1关闭，此时间段内，sr同步整流控制器s1的drv输出引脚输出高电平，第二开关管m2处理导通状态，此时间段，电流只能从电感l1流向电容c2；t1-t2时间和t2-t3时间分别与0-t0时间段和t0-t1时间段的过程相同。即在能量转换过程中，pwm控制器p1控制第一开关管m1的导通和关闭，sr同步整流控制器s1控制第二开关管m2的导通和关闭，且如图8所示，sr同步整流控制器s1和pwm控制器p1其输出波形的相位是相反的，以确保在第一开关管m1导
通时，将第二开关管m2切换为关闭状态，及在第一开关管m1关闭时，将第二开关管m2切换为导通状态。同时，本技术示例中，本技术示例通过引入sr同步整流控制器s1(可与控制第一开关管m1的导通与关闭的pwm控制器p1进行联动同步)来对第二开关管m2进行同步控制，以实现本整流控制模组130的整流控制功能，相比于传统的采用肖特基二极管实现的整流控制，其可使得本直流转换电路100从原来被动式转换变为主动式转换，从而进一步提高其转换效率。
[0058]
在一些示例中，如图7所示，为使得pwm控制器p1可更好地控制第一开关管m1的导通和关闭。本技术的开关控制模组110还包括第一开关调节保护模块(图中未标示)，第一开关调节保护模块的两端分别与pwm控制器p1的sw输出引脚及第一开关管m1的栅极电性连接，第一开关调节保护模块包括并联设置第一电阻r1与第一器件组合，第一器件组合包括串联连接的第二电阻r2与第一二极管d1。第一电阻r1的值具体可比第二电阻r2的值大一个数量级，当pwm控制器p1控制第一开关管m1导通时，通过第一电阻r1的设置，其可起到一定的保护作用及辅助pwm控制器p1控制第一开关管m1导通，而pwm控制器p1控制第一开关管m1关闭时，通过第二电阻r2与第一二极管d1的设置，其可起到辅助pwm控制器p1控制第一开关管m1关闭，且由于第一二极管d1的存在，其可使得第一开关管m1更快地关闭。
[0059]
同理，在一些示例中，如图7所示，为使得sr同步整流控制器s1可更好地控制第二开关管m2的导通和关闭。本技术的开关控制模组130还包括第二开关调节保护模块(图中未标示)，第二开关调节保护模块的两端分别与sr同步整流控制器s1的drv输出引脚及第二开关管m2的栅极电性连接，第二开关调节保护模块包括并联设置第三电阻r3与第二器件组合，第二器件组合包括串联连接的第四电阻r4与第二二极管d2。第三电阻r3的值具体可比第四电阻r4的值大一个数量级，当sr同步整流控制器s1控制第二开关管m2导通时，通过第三电阻r3的设置，其可起到一定的保护作用及辅助pwm控制器p1控制第二开关管m2导通，而sr同步整流控制器s1控制第二开关管m2关闭时，通过第四电阻r4与第二二极管d2的设置，其可起到辅助sr同步整流控制器s1控制第二开关管m2关闭，且由于第二二极管d2的存在，其可使得第二开关管m2更快地关闭。
[0060]
在一些示例中，如图7所示，本技术的开关控制模组110还包括分压模块(图中未标示)，配置为将整流控制模组130输出的直流电vout进行电压分压，并将分压后的电压接入pwm控制器p1的fb电压检测引脚。其中，分压模块具体包括第一分压电阻r5与第二分压电阻r6，第一分压电阻r5与第二分压电阻r6串联连接在整流控制模组130的输出端与接地端gnd之间，且第一分压电阻r5与第二分压电阻r6之间的连接处与pwm控制器的fb电压检测引脚电性连接。这样一来，pwm控制器p1便可通过检测fb电压检测引脚上的电压，计算出输出电压vout的实时值，并通过调整pwm控制器p1的占空比，来达到使输出电压vout更稳定的目的。
[0061]
如图1所示，传统大功率dc转dc升压电路中使用到开关管m0进行相应的开关控制时，其开关管m0一般采用诸如si mos管等普通开关管，而诸如si mos管等普通开关管由于自身内阻比较大，开关频率比较小(在100k以下)，因而，其在大电流(如5a以上)输出的情况下，这些开关管存在比较严重的发热现象，为此，在一些示例中，如图5所示，本技术实施例的第一开关管m1具体可为氮化镓mos管，即本技术的开关控制模组110具体通过配置氮化镓mos管的方式来实现本直流转换电路100的开关控制，相比于传统的采用诸如si mos管等普
通开关管实现的开关控制，其具有更低的内阻及更高的开关频率(在100khz～500khz以上)，使其在大电流(如5a以上)输出的情况下，不会出现比较严重的器件发热现象，以进一步提升本直流转换电路100的电能转换效率。同理，本技术实施例的第二开关管m2具体亦可为氮化镓mos管，即本技术的整流控制模组130具体通过配置氮化镓mos管的方式实现本直流转换电路100的电压输出前的整流处理，相比于采用诸如si mos管等普通开关管实现本直流转换电路100的电压输出前的整流处理，其具有更低的内阻及更高的开关频率(在100khz～500khz以上)，使其在大电流(如5a以上)输出的情况下，不会出现比较严重的器件发热现象，以进一步提升本直流转换电路100的电能转换效率。
[0062]
这样一来，本技术示例中，通过第一开关管m1及第二开关管m2均采用氮化镓mos管，以通过将氮化镓mos管广泛运用到本直流转换电路100中，利用了氮化镓mos管在通过相同的电流的情况下，具有更低的导通压降，以及具有更低的内阻、更高的开关频率等特性，实现了一种更低的驱动损耗，更低的米勒效应/更低的开关损耗，相应的emi会更好的直流转换电路100。同时，由于本直流转换电路100采用了相比普通开关管具有更高开关频率的氮化镓mos管，因而，整个电路整体具有更快的开关速度及工作频率100 500khz以上，可达到高效节能目的的同时，精简元件的规格、提高整个电路的功率密度及减小整体电路的体积，具有绿色环保节能的作用。
[0063]
尽管已经相对于一个或多个实现方式示出并描述了本技术，但是本领域技术人员基于对本说明书和附图的阅读和理解将会想到等价变型和修改。本技术包括所有这样的修改和变型，并且仅由所附权利要求的范围限制。特别地关于由上述组件执行的各种功能，用于描述这样的组件的术语旨在对应于执行所述组件的指定功能(例如其在功能上是等价的)的任意组件(除非另外指示)，即使在结构上与执行本文所示的本说明书的示范性实现方式中的功能的公开结构不等同。
[0064]
即，以上所述仅为本技术的实施例，并非因此限制本技术的专利范围，凡是利用本技术说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，例如各实施例之间技术特征的相互结合，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本技术的专利保护范围内。
[0065]
另外，对于特性相同或相似的结构元件，本技术可采用相同或者不相同的标号进行标识。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个特征。在本技术的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
[0066]
在本技术中，“示例性”一词是用来表示“用作例子、例证或说明”。本技术中被描述为“示例性”的任何一个实施例不一定被解释为比其它实施例更加优选或更加具优势。为了使本领域任何技术人员能够实现和使用本技术，本技术给出了以上描述。在以上描述中，为了解释的目的而列出了各个细节。应当明白的是，本领域普通技术人员可以认识到，在不使用这些特定细节的情况下也可以实现本技术。在其它实施例中，不会对公知的结构和过程进行详细阐述，以避免不必要的细节使本技术的描述变得晦涩。因此，本技术并非旨在限于所示的实施例，而是与符合本技术所公开的原理和特征的最广范围相一致。