专利名称：控制单相或多相交流电流调节器的方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及通过半导体整流器的相位边际控制来实现单相或多相交流电流调节器控制的方法及装置。
为了在交流电网中对电负载的供电功率进行调节，需要使用交流电流调节器，它是通过半导体整流器的相位边际控制实现调节的。尤其在交流电动机运行情况下需要可变的运行条件，例如电动机有各种不同的负荷，在接通和断开时的起动或减速阶段均要求调整电动机的供电功率，以防护电网和电动机免受过负荷的损害。因此这时为了调整供给电动机的功率，确定电压和电流间的相位角是十分必要的。
在英国专利文件2084359中已经公开了一种交流电动机的控制装置，它用于使电动机在低载时产生的不良功率因数得到改善。对此，在每个电动机的供电相上均设置了可控的半导体整流器，尤其是双向晶闸管或反并联的晶闸管电路，通过相位边际控制，使得取决于电动机实际操作条件的功率输入成为可能。这种公知的装置实现了功率因数的改善，其解决方案是每相中的电流与电压间的相位差在控制装置中被检测出来，并通过相应地加大的触发角、即在相应相位中电流过零点与触发时刻间经过的时间间隔相应地加入，使上述相位差得以减小。
作为导出触发时刻的时间基准，在公知的装置中采用了电流过零时间点，电流过零可以通过测量通过双向晶闸管降落的电压求得。该电压被接到一个比较器上，其输出状态相当于双向晶闸管的开关状态。电流过零点相应于比较器输出信号的一个边沿，借助于单稳态触发器，产生一个用于与供电电压过零点同步的斜坡电压的采样脉冲。斜坡电压被采样值被一个由外部通过电位器输入的基准电压值减去，然后接到一个差分放大器的反相输入端上，其输出电压连同斜坡电压一起输入到下一个比较器上。如果斜坡电压超过差分放大器的输出电压时，则比较器通过一个连接于后的触发脉冲发生器产生一个主触发信号。因此通过该电路，电动机电流与电压间的相位移以及功率因数均被稳定在一个值上，该值是由电位器上调整好的基准电压给定的。
除了用一种与电源电压同步的斜坡电压的办法来摸拟地确定相位角之外，还有一种用计数器数字地测定相位角的办法也已经公知了。当电压过零时启动计数器，当电流过零时停止计数器计数。这样，计数器中的内容值就相当于相位角，并可将它进一步用于控制电动机的功率因数。触发角可一直变化，直至实际测得的相位角与所希望的相位角完全一致为止(见美国专利US-A-4361792)。
其中显示出由于干扰不仅施加到电压上而且也叠加到电流上，所测得的相位角将随着周期发生变化。在公知装置上所测得的相位角的波动会影响到触发角，并造成不稳定的调节特性。若在调整电动机时就会导致电动机运转时转速不匀和不稳定。
本发明的任务在于提供一种能控制单相或多相交流电流调节器的方法，其中每个周期所出现的波动在测量相位角时不会导致不稳定的调节特性，此外还给出了为实施该方法的装置。
上述任务利用权利要求1和5的特征加以解决。本发明基于如下的认识，即主要是由于电压过零点的波动对于测量相位角时的波动以及由此引起的调节特性的不稳定负有责任。
本发明基于以下考虑在确定相位角时，不仅应考虑到电压过零和电流过零的实际测量值，而且还应在计算相位角时要考虑到基准时间点，基准时刻是由在前的电压过零测量值所确定的。因此，该基准时刻与实际的电压过零时间点不一致，并且不依赖于其的随机变化。
考虑到在前的电压过零测量值，便使对后继的电压过零稳定预测值的计算成为可能，其作为基础的算法远与实际电压过零时间点的短时随机波动无关。随机波动通常是由于叠加在电源电压上的干扰引起的。因此，本方法又相当于电网数字滤波技术。
考虑到电源频率的长期波动，把在前的基准时间点加上一个计算得来的周期以求得基准时刻是有利的，因为该周期是通过在前计算出的周期加上一个修正值而获得的。该修正值的符号是和电压过零时间点的测试值与对在前电压过零点所求得基准时间点之间的差值的符号相一致的。
该修正值可以是常数，或者也可以是依赖于所求得的基准而变化的，此修正值最好远小于待修正的计算得到的周期，以使电压过零点从一个周期到另一周期的波动保持很小。
在根据本发明方法的一种能控制单相或多相交流电流调节器的合适装置上，使用了一台微处理机，该微处理机能够实现在各种不同使用条件下计算相位角的算法的灵合运用。
为了进一步说明本发明，请参阅以下的附图，其中
图1根据本发明实施方法的以方框图表示的装置图;
图2至5将本发明方法作详细解释的时间波形图;
图6根据本发明的一种有利构型;
图7解释图6作用原理的波形图;
图8对适于计算基本时间点的算法的一种有利构型作详细解释的流程图。
根据图1，其中设有一个负载，尤其是一个电动机2，它经过一个半导体整流器4，例如一个双向晶闸管或者是一个由多个半导体整流器构成的电路，例如晶闸管电路接到一个单相交流电源的一相上。半导体整流器4具有控制电极5，并且它是触发装置10的一部分，触发装置10还包括半导体整流器4所必须的触发信号放大器12，例如是一种光电触发放大器或是一种触发信号变压器。也可以设置一个光触发半导体整流器来代替电触发半导体整流器4。
半导体整流器的控制是通过相位边际控制或者触发起始点控制实现的。此外视相位状况，在控制电极5上加一个触发信号，它引起半导体整流器4的触发导通。按照图示优选构型，对半导体整流器4配置了一个电流过零点检测器6，借助于它，在电路中通过在半导体整流器4上的压降可以检测出电流I的电流过零点。电流过零点不仅可以用于确定相位边际控制的时间基准，而且可用于确定相位角。一个相应的电流过零信号X在电流过零检测器6的输出端8上输出。对此，电流过零检测器6例如可包括一个比较器，它被用来将半导体整流器4上的电压降的绝对值和予先给定的阈值相比较。
因此在输出端8上的电流过零信号X具有二个电平。利用其中一个电平测量电流的一种状态，即电流小于相应于阈值的一个极限的状态。当选择相当低的阈值时譬如约10伏时，该电平基本上相当于电流为零，并且电流过零信号X基本上反映了半导体整流管4的开关状态，在这两种开关状态之间的边沿至少差不多在时间上与流经半导体整流器4的电流过零点相重合。
设置一个电压过零检测器16用以测量电压过零点，在其输出端17呈现一个双电平的电压过零信号V，其边沿类似于电流过零信号X，在时间上与电压过零重合。
电流过零检测器6的输出端8及电压过零检测器16的输出端17均与一个控制装置14相连接，它由电流过零信号X导出一个在时间上相应地延迟了一个给定触发角的触发信号Z并传送给触发信号放大器12。
控制装置14从电压过零信号V和电流过零信号X求出相位角，然后通过改变触发角，则该相位角可以调整到一个由外部输入的给定值上。
根据图2，其上描绘的是电源电压u对时间的波形，按该图所示电源电压具有被干扰的迹象，干扰使得实际波形20偏离图中用虚线表示的理想波形22。图中实际电压过零的时间点以Ri-1和Ri表示。
同样，在图3中描绘的是流经半导体整流器的电流I对时间的波形。电流I在时间点ti-1到零，并经由图中例举的约60°的触发角时，电流又重新恢复。
按图4所示，电流过零信号X对应于电流具有两种电平。其中一个电平对应于流有电流，另一个电平对应于电流为零。通过下降沿34测量时间点ti-1和ti，在这些点上电流到零。
以类似方式，按图5所示，电压u的时间波形的过零点用电压过零信号V测量。电压过零信号V根据图5也同样有被边沿相互分开的二种电平，按该图所示，下降沿44对应于电压实际过零时间点Ri-1，其中Ri出现由正至负的符号交替变化。
实际电压过零时间点Ri-1与实际电流过零时间点ti-1之间存在一个相位角φ′i-1。该相位角φ′i-1是这样求得的通过电压过零信号V的下降沿44在时间点Ri-1起动一个计数器，当出现电流过零信号X的下降沿34时在时间点ti-1读出的计数内容便是相位差。
下一个实际电压过零点出现在时间点Ri，与该电压过零相对应的电流过零时间点为ti。
基于叠加在电压上的干扰，在图2例中，实际的电压过零出现在时间点Ri-1和Ri，比取平均周期的电压时间波形的电压过零点或早或迟一段时间。此种波动导致了相应于实际过零点的相位角φ′i-1和φ′i可能有相当大的波动。因此根据本发明，在确定相位角时以时间点Pi-1和Pi为基础，它由上述电压过零点计算出来。这些相位角在图3中用φi-1和φi表示。
在图2例中，时间点Pi-1的计算出的电压过零点意外地与取平均周期的电压时间波形的电压过零点相一致。从该基准时间点Pi-1出发通过加上计算出的周期持续时间Ti即可得出下一个电压过零的基准时间点Pi。如果实际的电压过零迟于用基准时间点Pi-1和计算出的周期持续时间Ti-1计算出的当前基准时间点P＊i。则该计算出的周期持续时间Ti比前一个计算出的周期持续时间Ti-1大了个修正值D。在相反的情况下，通过从在前计算出的周期持续时间Ti-1减去修正值D求出Ti。
修正值D的绝对值也可取决于时间差Ri-P＊i的绝对值。修正值D不仅远小于计算出的周期持续时间Ti，而且也明显地小于基于电压波动所预料的电压过零点的波动辐度。从图3可得知借助于基准时间点Pi-1及Pi所求得的相位角φ′i-1及φ′i有较小的变动。
用于计算基准时间点Pi和相位角φi所必须的步骤最好在控制装置14中完成。该装置包括合适的手段，例如一台微处理机。
在本发明的特殊构型中，也可按图6设置一台基准值装置18，它包括测量电压过零点，并且在其输出端上按照图7在基准时间点Pi提供出一个基准信号VP，其下降沿54正好处在基准时间点Pi-1及Pi上。此基准信号VP可以在相应兼容信号结构情况下被传送到公知控制装置15，而不是向该装置传送未经修正的电压过零信号V。因此用于计算基准时间点所必须的步骤是由基准装置18来完成的，该装置包括一块单片微控制器。
为求得基准时间Pi所适用的方法步骤，可根据图8的流程图进行详细描述。当起动电机时，第一个实际电压过零点R0被视作第一个基准时间点P0。第一个计算得的周期持续时间T0是由电流频率规定的。当出现一个实际的电压过零点Ri时，则产生一次询问，借助它来进行比较，是否实际的电压过零点Ri早于还是迟于借助在前的基准时间点Pi-1和在前的周期持续时间Ti-1求得的当前基准时间点P＊i。视该结果而定，新计算得的周期持续时间Ti是通过和修正值D的差或者和而得出的，而新基准时间点Pi是由该计算得的周期Ti和基准时间点Pi-1的和而得出的。而该基准时间点Pi则可作为求相位角φi的基础。
当控制多相交流电流调节器时，由多个不同的相中测得的电流过零的时间点所构成的一个平均值作为确定相位角φi的基础是很有利的。对此，例如当一个三相交流系统，从A相中的电流过零时间点ti，A为起点可以测得下一个电流过零时间点，譬如在C相中发生的时间点ti，C以及在B相中其后的电流过零时间点ti，B均可被测得。由这些被测出的时间点ti，A，ti，B及ti，C并借助于校正值T，它相当于60°的相位角，可以求出取平均的时间点ti＝(ti，A+tiB，_2T+ti，C-T)/3，并由此作为确定相位角φi的基础。此外应当注意，在一个没有零线的三相交流系统中，把在两相之间的电压差，例如A相及B相之间的电压差作为确定电压过零的基础，这样可以使得用该电压差测得的实际电压过零时间点Ri，AB按相序以±T/2进行修正，以便获得为确定相位角φi所必须的时间点Ri。
权利要求
1.通过半导体整流器(4)的相位边际控制来对单相或多相交流电流调节器进行控制的方法，其中为了调节功率因数，通过测量电压过零点与电流过零点之间的时间差值来确定相位角(φ1)，其特征在于为了确定相位角(φ1)，总是这样地考虑电压过零的基准时间点(P1)，即它是由在前的实际电压过零时间点的测量值求得的。
2.根据权利要求1的单相或多相交流电流调节器的控制方法，其特征在于基本时间点(Pi)是通过在前基准时间点(Pi-1)上加上个计算得出的周期(Ti)求得的。
3.对单相或多相交流电流调节器的控制方法，其特征在于计算得到的周期(Ti)是通过在前的计算得到的周期(Ti-1)加上一个修正值(D)求得的，其中修正值(D)的符号与实际电压过零时间点(Ri)的测量值及对在前电压过零点求得的基准时间点(Pi-1)之间的差值的符号是一致的。
4.根据权利要求3的单相或多相交流电流调节器的控制方法，其特征在于修正值(D)远小于计算得到的周期(Ti)。
5.根据权利要求1至4中任一权利要求的多相交流电流调节器的控制方法，其特征在于相位角(φi)的确定是由多个在不同相中测得的电流过零时间点所构成的一个平均值得出的。
6.通过半导体整流器(4)的相位边际控制来对单相或多相交流电流调节器进行控制的装置，它包括电压过零点及电流过零点检测器(16及6)，用于导出确定电压过零与电流过零时间点的基准信号(V，X);及一个控制装置(14)，用于根据前面权利要求中的任一方法确定相位角(φ)，并且用于为半导体整流器(4)提供一个依赖于相位角(φ)的在时间上延迟的触发信号(Z)。
7.通过半导体整流器(4)的相位边际控制对单相或多相交流电流调节器进行控制的装置，它包括电流过零检测器(6)，用以导出电流过零时间点(ti)的基准信号(X);一个基准装置(18)，用以导出一个基准信号(VP)，该基准信号(VP)是为了由在前的电压过零点根据权利要求1至4中的一个求出基准时间点(P′i)用的;以及一个控制装置(15)，用于求出相位角(φ)，并且为半导体整流器(4)提供一个依赖于该个相位角的在时间上延迟的触发信号(Z)。
全文摘要
通过半导体整流器(4)的相位边际控制来控制交流电流调节器时，为了调节功率因数必须通过测量电流过零点及电压过零点之间的时间差确定电流I及电压U之间的相位角，但是叠加在电源电压上的干扰特别在测量电压过零时间点时引起了显著的随机波动，它影响了相位角可导致不稳定的调节特性。因此根据本发明提出为了确定时间差应当这样考虑电压过零基准时间点，即它是由在前的实际电压过零时间点的测量值求得的。
文档编号H02P27/02GK1045491SQ9010099
公开日1990年9月19日 申请日期1990年2月7日 优先权日1989年2月7日
发明者迪特哈德·朗加尔迪埃, B·克劳斯·多尔沃德 申请人:西门子公司