专利名称：交流电动机驱动系统的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及感应电动机驱动系统，更准确地说，涉及一种用两相电源电路操作的单相两绕组感应电动机的感应电动机驱动系统。
常规的分相电容器起动或电容器运转单相感应电动机(在现有技术中也称为并在下文中记作固定分相电容器式(PSC)电动机)具有两个定子绕组，一个“主”绕组和一个“起动”绕组。
图1示出了含有在一个端部公共连接的主绕组102和起动绕组104的典型PSC电动机100。主绕组102和起动绕组104安装在电动机100的定子(未示出)中，并以与电动机100的额定转速有关的角度(例如，对现有技术中所熟知的两极、3600转/分电动机而言为90°)彼此在空间位置上间隔开。一般，绕组102和104在一个端部相连接形成绕组公共节点106。这种PSC电动机设计成用与起动绕组104串联连接的诸如运转电容器108的运转电容器加以操作。工业上电动机制造厂家的通常作法是不给电动机提供运转电容器，而代之以仅规定该电容器的参数，例如电容量和额定功率，这足以使用户能够采购并装配该电容器。
PSC电动机100工作时，主绕组102以及起动绕组104和运转电容器108的串联组合是相互并联连接的，并直接连接在单相电源110两端。由于起动绕组104通过电容器108激励，流过起动绕组104的电流的相位角相对于流过主绕组102的电流发生偏移，因此当电动机运转时，绕组102和104中流动的相应电流之间的相位角为90°。绕组102和104中电流之间的相位角以及这些绕组的空间间隔导致旋转磁场的建立，该磁场与电动机100的转子(未示出)感应耦合，对该转子施加旋转力。
电动机100的转子试图与旋转磁场同步旋转，但是滞后于旋转磁场一个“转差”系数，结果在转子上产生部分与转差量成正比的转矩。
在起动电动机100并将其加速到额定转速的起动期间内施加于电动机100的转子上的起动转矩也与绕组102和104中流动的电流之间相位角的正弦成正比。因此，为了使起动转矩最大，有必要在起动期间获得90°的相位角。但是，诸如电动机100一类的单相PSC电动机的起动转矩一般较低，因为运转电容器的指定参数仅对运转状态而不是对起动状态而言为最佳。这样，运转电容器108的电容由制造厂家根据在电动机100的运转期间而不是起动期间碰到的绕组102和104的阻抗来确定。然而，如在现有技术中已知道的，电动机绕组阻抗的视在值在PSC电动机的起动期间会发生改变，因此在起动期间与运转期间不同。由于使电容器108的电容对运转为最佳而对起动则为非最佳，所以它的量值对起动而言太小。这导致绕组102与104中流动的电流之间的相位角在起动期间小于90°，而起动转矩则小于最大可能起动转矩。
在本技术领域中已知的用于补偿起动期间电容器108量值不足的一种解决方案是将一个起动电容器112连接在电容器108的两端，以增加与起动绕组104串联的总电容量，从而增加起动绕组中流动的电流、相位角和电动机100的起动转矩。一旦电动机达到运转速度，例如借助于离心式开关、正温度系统热敏电阻(PTC器件)或继电器来断开起动电容器112。不利的是，虽然起动电容器112的运用总的说来改进了电动机100的起动转矩，但它的使用的仍未使电动机100在整个起动期间的转矩为最大。理论上，与起动绕组104串联的电容量在起动期间内应连续地变化，以在绕组102和104的各阻抗变化时保持所要求的相位角。
常规单相PSC发动机通常用于在加热、通风和空调(HVAC)系统中驱动诸如风扇、泵及压缩机一类的系统负载。由于多种诸如例如环境温度的每天的和季节性的波动、受控环境中人的活动以及受控环境中其它设备的间歇工作一类因素的影响，HVAC系统须经交巨大变化的需求循环。因此，为了确保受控环境的令人满意的温度，HVAC系统必须具有加热和/或冷却能力以适应“最劣情况”条件。结果，在次于最劣情况条件下，HVAC系统显著过容量，需在减少的负载下工作。由于通常仅在电动机满负载工作时获得电动机(例如PSC电动机)的最大工作效率，降低HVAC系统负载导致电动机的低效运转。而且，因要求电动机断断续续地循环以满足低于HVAC系统容量的HVAC负载要求，结果经历更为显著的低效率操作。这种更低效率包括电动机频繁起动的操作成本以及由起动期间所遭受的熟知的热应力和机械应力产生的这种电动机有效寿命的缩短。
克服上述由HVAC系统容量过大引起的低效率的一种办法是改变系统容量以满足对系统的需要。改变HVAC系统容量的一种方法是按照需要改变驱动HVAC系统负载的电动机的转速。对于由诸如PSC电动机一类的单相电动机驱动的HVAC系统负载而言，为了实现所要求的电动机转速控制，有必要改变提供给电动机的单相电源的频率。但是，对于PSC电动机，使运转电容器、例如电动机100的电容器108(图1)对一系列特定运转条件(包括在标称频率例如60Hz下工作)为最佳。因此，PSC电动机在标称频率以外的频率下工作致使形成小于最佳转矩的转矩和低效率操作。尽管可能存在某些通过单相电源频率的微小变化获得对PSC电动机非常有限的速度控制的应用，但由于电动机是相对标称电源频率下的最佳性能而设计的，对标称频率的这种偏离会导致低效率操作。
改变电动机转速来调整HVAC系统容量的常规实施方案一般需要分别配备有二或三相电源的二相或三相电动机。利用这种多相电动机和电源通过改变施加于电动机的电压频率同时保持恒定的电压/频率(伏特/赫兹)比值就能改变电动机转速。保持恒定的伏特/赫兹比值对应于在传递额定转矩的同时保持恒定的气隙磁通和有效的电动机运转。使用多相电动机因去除了单相电动机所需要的起动和/或运转电容器还具备胜过单相电动机的若干其它优点，象例如较低锁定转子电流、较高起动转矩、较低满负载电流等，以及提高了可靠性。不幸的是，这种多相电动机比具有相同马力额定值的单相电动机更昂贵。
利用多相电动机的这类用途一般要求借助于耦合在电动机与线路电源之间的电源电路(包含多相逆变器)由单相或者多相线路电源形成可变频率多相电源。若电源电路出故障该配置存在一个缺点，将多相电动机直接连接到线路电源是不可能的，比如举例来说，当用从单相线路电源接受电力的逆变器驱动三相电动机时。因此电源电路的故障会导致采用多相电动机的系统出故障和无效。
以前提出由单相电源提供多相电动机的备用电源的浓度需要逆变器冗余(inverter redundancy)，或暂时将多相电动和直接连接到单相电源的附加电路装置。但是，“模拟”多相电源所需的附加电路装置可能未提供真正的多相电源，因而不会以最佳效率驱动多相电动机。
本发明的目的的是提供一种克服了前述问题和常规驱动系统缺点的交流电动机驱动系统。为达到该目的并根据本发明的实际应用，如本文所体现和概括地描述的，本发明涉及用于驱动具有第一绕组和第二绕组的交流电动机的交流电动机驱动系统，所述第一绕组具有第一和第二端部以及第一绕组阻抗，所述第二绕组具有第一和第二端部以及大于第一阻抗的第二绕组阻抗。第一和第二绕组彼此相隔离。该驱动系统含有用于将输入的电源电压转换为两相交流输出电压的第一相交流电压和第二相交流电压的两相电源装置。该两相电源装置具有在其上提供第一相电压的第一对输出端，以及在其上提供第二相电压的第二对输出端。两相电源装置的第一对输出端适于连接到第一绕组的第一和第二端部。两相电源装置的第二对输出端适于连接到第二绕组的第一和第二端部。两相电源装置将输入的电源电压转换为分别在第一和第二对输出端上所提供的第一和第二相电压，以驱动电动机。
按照本发明的实施例，两相电源装置包含脉宽调制(PWM)逆变器系统，而且输入的电源是交流电源。驱动系统包含用于对输入的交流电源整流以提供直流电源电压的装置。PWM逆变器系统包含一个两相逆变器电路，后者含有耦合成接收直流电压的输入端子以及第一和第二对输出端。PWM系统还含有两相逆变器电路中所包含的用于将直流电压转换为两相输出电压的开关装置，以及用于产生控制开关装置的操作以便在第一对输出端产生的两相输出电压的第一相电压而在第二对输出端产生两相输出电压的第二相电压的开关控制信号的电压控制装置。
本发明的其它目的和优点将在以下描述中部分指出，以及部分从描述中显而易见，或可通过实施本发明而知晓。借助于特别在所附权利要求书中指出的元件和组合来实现并达致本发明的目的和优点。
包括在本发明书中构成本说明书的一部分的附图示出了本发明的几个实施例，并与说明书的描述的一起来阐明本发明的原理。
图1是表示耦合于单相电源的常规PSC电动机的原理图;
图2是例示按照本发明实施例的耦合于两相电源之电动机的原理图;
图3示出按照本发明实施例构制的感应电动机驱动系统;
图4是用于控制图3所示驱动系统的逆变器电路操作的电路的框图;
图5是在图3和4所示电路工作期间产生的电压波形的图形表示;以及图6是用于控制图3驱动系统的逆变器电路操作的控制电路的另一实施例的框图。
现在详细介绍本发明的最佳实施例，其实例在附图中示出。凡是可能的地方，在所有附图中用相同标号表明相同或类似部分。
按照所示出的本发明实施例，提供一种感应电动机驱动系统，其中将诸如PSC电动机一类的两绕组、单相感应电动机耦合于两相电源电路，由此电动机内相互电隔离的两个电动机绕组分别连接到电源电路的两相。构造并操作电源电路，以提供使在电动机起动和运行期间获得电动机绕组电流之间的最佳相位角的电压。进一步操作电源电路以提供单相电动机的可变速运行，同时在所有运转速度下保持恒定的伏特/赫兹比。
现在参见附图，图2概略示出按照本发明实施例形成的耦合于两相电源的两绕组单相感应电动机150。电动机150包含两个定子绕组，即，在电动机150内彼此电隔离的主绕组152和起动绕组154。电动机150的绕组152和154分别跨接于两相电源的第一相电压VP1和第二相电压VP2。最好构造和操作两相电源，以提供其间具有所要求的相位角(例如90°)的相电压VP1和VP2，从而形成电动机150的最佳性能。
最好将电动机150构造为常规的PSC电动机，该PSC电动机不包含运转电容器并已作改进以便断开一般设置在常规PSC电动机中的主绕组与起动绕组之间的公共连接。例如，可以这样来形成电动机150，通过仅仅在制造过程中不进行主绕组与起动绕组的公共连接而代之以使主绕组与起动绕组各自的两个端部用于外部连接。按照常规PSC电动机的特征，绕组154以较小的导体尺寸来形成，并具有比绕组152多的绕组匝数，因而绕组154的阻抗大于绕组152的阻抗。常规PSC电动机的另一特征在于运转期间从交流电源施加于起动绕组两端的电压大于主绕组两端的电压。这种绕组电压差部分是由将运转电容器与起动绕组串联连接而产生的。例如，对于通过运转电容器连接到单相交流230V、60Hz电源的常规230V交流PSC电动机，加至主绕组两端的电压约为230V、而加于起动绕组两端的电压可高出约20%、即276V。
由于绕组电压之间的这种差异，构造和操作连接于电动机150的两相电源形成VP2＞VP1是本发明所示实施例的特征。最好选择相电压VP1和VP2的相对值为要不然电动机150象包含与起动绕组串联的运转电容器的常规PSC电动机那样在其额定电压和频率下运转时的主绕组和起动绕组所经受的电压的两倍。然而，在部分地通过改变相电压频率来实现电动机150的可变速运转期间，本发明的驱动系统改变电压VP1和VP2的绝对值以保持各绕组有基本上恒定的伏特/赫兹比，同时保持表示为这些电压之间比值的电压相对值、即VP2/VP1基本上为恒定，如下文更为详细地描述的那样。此外，在电动机从初始起动到满负载运转的所有操作阶段，相电压VP2和VP1之间的相位角关系保持在基本上恒定的最佳值上。
按照本发明的所示实施例，分别在绕组152和154中流过的电流之间的相位角差是通过操作两相电源产生具有所要求的相位角的两相电压VP1和VP2而加以控制的，而不是接入与常规PSC电动机的起动绕组相串联的运转电容器的结果。如此操作电动机150所得到的好处是能够保持绕组电流之间所选择相移与电动机旋转速度无关。这就允许电动机在任何速度下、包括在对应起动的零速度下传递的转矩在正常规定的范围内，只要各绕组的伏特/赫兹比保持恒定。因为施加于电动机150各绕组的电压在所有工作阶段大小不同，绕组152和154各自保持不同的伏特/赫兹之比。如下文更为详细描述的那样，提供两相电源的电源电路最好构造为在电动机转速的整个范围让每个电动机绕组保持恒定的伏特/赫兹比。
按照本发明的用于提供相电压VP1和VP2的两相电源可以若干种不同形式形成。例如，可将电源设置为一个两相交流发电机或两个由公共轴驱动的单相交流发电机以提供可调节的相移。通过调整发电机激励电压实现发电机输出电压的调整。在两个单相发电机的情况下，可通过公共轴上各发电机转子的角度调整来调整相位角。
电源还可设置成将三相电力变为二相电力的“斯柯特连接的”变压器。斯柯特变压器输出的相位角调整是通过改变绕组抽头而加以实现的。通过改变输入电压频率就可实现频率调节。
这里最好将电源设置为用电子学方法产生两相电力的含有逆变器的电源电路。图3示出按照本发明实施例构成的感应电动机驱动系统200。最好使系统200构制成驱动电动机150(图2)。系统200包含用于分别连接到单相交流电源的线路导线和基准或中性导线的线路端子202和204。系统200还包含用于对从耦合于端子202和204的单相交流电源接受的交流电加以整流的整流电路210。整流电路210包含以所示极性串联连接的第一对二极管212及214和以所示极性串联连接并与第一对二极管并联的第二对二极管216及218。二极管212与214之间的分支节点220连接到线路端子204，二极管216和218之间的分支节点222连接到线路端子202。整流电路210在正输出端224和负输出端226输出已整流的直流电压。电容器228耦合在输出端224和226之间以对整流电路210的输出进行滤波。
整流电路210以公知的方式操作，以对加于线路端子202和204的单相交流电压进行整流，并以图3所示极性在输出端子224和226上提供已整流输出。输出端子224和226上的整流输出电压大小大约等于
倍的单相交流电压均方根值。
系统200还包含由全电桥逆变器电路232和234组成的逆变器电路230。电桥逆变器电路232包含第一和第二电桥支路，第一电桥支路由在整流电路210的输出端子224和226上串联连接的第一对电力开关器件236和238所组成。电桥逆变器电路232的第二电桥支路由在输出端224和226上串联连接的第二对电力开关器件240和242所组成。象电桥电路232同样方式构成的电桥逆变器电路234包含第一和第二电桥支路，第一电桥支路由在输出端子224和226上串联连接的第一对电力开关器件250和252所组成。电桥逆变器电路234的第二电桥支路包含也串联连接在输出端子224和226上的第二对电力开关器件254和256。
电桥逆变器电路232包含开关器件236与238之间的分支接点260以及开关器件240与242之间的分支接点262。电桥逆变器电路234包含开关器件250与252之间的分支接点264以及开关器件254与256之间的分支接点266。
可将如图3所示连接有一伴随的反并联导通二极管的晶体管、绝缘栅双极型晶体管、F.E.T.、G.T.O.器件或类似的电力开关器件用来作为电桥电路232和234的各电力开关器件。
系统200另外还含有一个四极双掷开关270，以便通过连接到与线路端子202和204相连接的单相电源使电动机150以单相方式运转，或通过连接到逆变器电路230的输出使电动机150以双相方式运转。开关270包含数对端子a-b、c-d、e-f、g-h、i-j和k-l。端子对a和b分别连接到电桥电路232的分支接点260和262。端子对c和d分别连接到电桥电路234的分支接点266和264。端子对e和f分别连接到线路端子202和204。对于端子对g和h来说，将端子g通过运转电容器280连接到线路端子202而将两端子h直接连接到线路端子204。端子对i和j分别连接到电动机150的绕组152的相对端部。端子对k和l分别连接到电动机150绕组154的相对端部。
当开关270处在端子a和b分别连接于端子i和j以及端子c和d分别连接于端子k和l的第一位置时，由逆变器电路230的输出使电动机150以双相方式运转，如以下更为详细描述的。当开关270处于端子e和f分别连接子端子i和j以及端子g和h分别连接于端子k和l的第二位置时，由单相交流电源使电动机150以单相方式运转。在单相方式运转期间，运转电容器280串联连接在绕组154与线路端子202之间。由于电动机150最好是按常规PSC电动机设置的，故最好选择电容器280具有电动机150的制造厂家指定的运转电容器特性，因而电动机150如同常规PSC电动机般以单相方式运转。
按照图示的本发明实施例，在两相操作方式下，使逆变器电路210工作，将整流电路210的输出转换为两相脉宽调制(PWM)输出，以驱动电动机150。尤其对于电桥电路232而言，用开关驱动信号A+操作开关器件236和242，用开关驱动信号A-操作开关器件238和240，从而在分支接点260和262之间产生对应于第一相电压VP1(图2)的第一相PWM正弦电压VA，用以施加于电动机绕组152。类似地，对于电桥电路234，用开关驱动信号B-操作开关器件250和256，用开关驱动信号B+操作开关器件252和254，从而在分支接点264和266间产生对应于第二相电压VP2(图2)的第二相PWM正弦电压VB，用以施加于电动机绕组154。
因此，对电桥电路232及234的各开关器件加以操作。以产生分别施加于电动机绕组152和154两端、其间具有所要求的相位角差(例如90°)的两相电压的第一和第二相正弦PWM电压VA和VB。另外，如以上相对于相电压VP1和VP2所描述的，产生第一相电压VA和第二相电压VB，使得加于绕组154两端的第二相电压VB的大小超过加于绕组152两端的第一相电压VA的大小，而且第二相电压与第一相电压的大小之比、即VB/VA为预定值。此外，如下面更详细描述的，以实现电动机150的可变速运转的方式产生开关驱动信号A+、A-、B+、以及B-，同时保持电压VA与VB之间有所要求的相位角差，在电压VA和VB的各量值间即VB/VA保持预定比，并保持电动机各绕组有基本上恒定的伏特/赫兹之比。
图4示出用于产生开关驱动信号A+、A-、B+及B-，以控制如上所述之逆变器电路230的操作的控制电路300的框图。图5示出在控制电路300工作期间发生的各种信号的波形。
下面参见图4，电路300包含速度斜率电路302，后者连接成接收表示所要求的电动机150运转速度的外部发生的速度控制信号。可通过检测包含电动机150在内的系统的某些参数或特性来得到速度控制信号，以便根据检测到的信息自动地控制电动机的转速。另一种方法，可借助于适当的手动可调控制器(比如电位器)来改变速度控制信号。电路302将速度控制信号转换为其输出端304上0到5伏特归一化范围内的直流电压。电路302的具体结构取决于速度控制信号的性质。然而，作为举例，而并不局限于此，如果将速度控制信号设置为0到5V直流信号，则可将电路302设置为构成低通滤波器R-C网络。
电路302的直流电压输出加至压控振荡器(VCO)306的输入端，在VCO306的输出端308上提供频率与加至VCO306输入端的直流电压成比例的方波信号。例如，对应0、2.5及5伏直流电压输出VCO306提供频率分别为OHz、61.44KHz及122.88KHz的方波输出。VCO306可以用麻萨诸塞州(Massachusetts)的挪伍德市(Norwood)的模拟器件公司制造的AD654JN型压控振荡器。
VCO306的输出308连接到12位二进制计数器310的反相时钟输入。仅利用计数器310的十一个计数器输出端Q1至Q11。计数器310可以用阿利桑那州凤凰城(Phoenix)的莫多罗拉(Motorala)公司制造的MC74HC4040N型计数器。
电路300还包含一个2K×8位EEPROM320后者被连接成在其地址输入端AD1至AD11接收计数器310的输出端子Q1至Q11上所提供的输出。EEPROM320中存储有包含数字数据值的查阅表，该数字数据值限定分别对应于逆变器电路230产生的PWM正弦相电压VA和VB的正弦波形WDA和WDB。在所示实施例中，用数字方式表示的波形WDA和WDB间具有90°的相位角差，这对应于第一和第二相电压VA和VB之间的所要求相角差。此外，存储在EEPROM320中的数字数据限定波形WDA和WDB有相同的大小。下面更详细地描述产生比电压VA具有更大量值的电压VB的方法。
表示各波形WDA和WDB的数字数据以每正弦周期分解为1024递增段的数字加权形式存储在EEPROM320中。代表波形WDA和WDB的递增数字数据元交替地存储在EEPROM320中的连续地址存储单元，因而计数器310产生的连续地址值使EEPROM320在其数据输出D1至D8上产生分别描述代表波形WDA和WDB的递增段的数字数据。EEPROM320可以用加利福尼亚州山打克拉拉市(California Santa Clara)的国家半导体公司(National Semiconductor，Inc.)制造的NMC27C16Q型存储器。
参阅图4，EEPROM320的数据输出D1至D8被加至乘法双重数/模转换器(DAC)电路330。DAC电路330包含连接成用于接收计数器310的Q1计数输出的DAC选择输入端332。DAC电路330将其从EEPROM320接收的数字数据转换为模拟形式，并根据施加于其DAC选择输入端332的二进制数值在其输出端334或336产生模拟输出信号。由于计数器输出Q1是计数器310输出的最低有效位，对应于每一连续数字数据输入，DAC电路330交替地在其输出端334和336形成各连续模拟输出。在所示实施例中，对应于相电压VA和VB，分别在输出端336和334上形成正弦模拟波形A和B。
图5示出了在DAC电路330的输出端336和334上提供的模拟正弦波形A和B。按照所例示的实施例，相应于上述相电压VP1和VP2或PWM相电压VA和VB的所要求相对值，模拟波形B的值大于模拟波形A的值。获得模拟波形A和B之间值差的方式在下面描述。另外，模拟波形A和B之间具有所希望的相角，在所示的实施例中为90°。
DAC电路还连接成接收VREF输入端338和340上的电压换算信号，VREF输入端338和340分别对应于输出端336和334。按照各电压换算信号的大小，DAC电路330通过其乘法功能的操作与相应电压换算信号成比例地换算其模拟输出的大小。在所示的实施例中，由连接成接收电路302输出端304上提供的直流电压的电平转换电路342来产生大小适合施加于VREF输入端340的第一电压换算信号。电路342被结构成产生第一换算信号作为与所要求的电动机150运转速度成比例的直流电压，因此施加于电动机150的绕组154的电压能够保持预定的恒定伏特/赫兹比。结果，例如，DAC电路330在输出端334上输出的模拟正弦波形电压B具有分别对应于电路302输出端304上从0伏到5伏范围输出电压的约0伏到2.5伏范围的峰-峰值。电路342则可以按阻性分压器电路而配置。
上面指出的在模拟波形A和B之间的值差在本实施例中通过将第二换算信号加到VREF输入端338来实现，该第二换算信号的量值比施加到VREF输入端340的第一换算信号小。换算电路344被连接成接收电平转换电路342产生的第一换算信号。电路344把第一换算信号不作修正地加至VREF输入端340，并根据第一换算信号产生第二换算信号，施加于VREF输入端338。电路344产生第二换算信号，使得第一换算信号与第二换算信号之比基本上等于上述第一与第二相电压的所要求相对值，即，VP2/VP1或VB/VA。
按照一种结构，将换算电路344结构成适合于衰减第一换算信号的阻性分压器电路，以提供第二换算信号。按照第二种结构，换算电路344是以运算放大器电路配置的，结构成提供小于1.0的增益，因此可根据第一换算信号产生第二换算信号，同时保持它们之间有要求的比值。
按照本实施例，虽然电平转换电路342产生第一换算信号，但本发明不受这种限制。可对电路342进行适当的校正，以便将由此产生的换算信号作为施加于VREF输入端338、对应于模拟波形A的第二换算信号。于是，可用运算放大器电路来形成换算电路344，结构成提供大于1.0的增益，从而可根据第二换算信号产生第一换算信号，同时保持它们之间所要求的比值。
可以用麻萨诸塞州挪伍德市的模拟器件公司制造AD7528型CMOS双重8位缓冲乘法DAC来构成DAC电路330。该型号的DAC具有两个分别对应于它的两个模拟输出端的VREF输入端。
仍然参阅图4，在DAC电路330的输出端334和336提供的模拟波形B和A(分别对应于数字波形WDB和WDA以及相电压VB和VA)通过常规模拟缓冲电路350和352施加于比较电路354和356的第一输入端。电路300另外还含有一个三角波发生器370，该三角波发生器在其输出端372产生三角波形T。所产生的三角波形T可以具有例如从1.25伏变化到3.75伏的峰-峰值和在大约900Hz到1100Hz范围内的频率。三角波形T的频率决定产生施加于逆变器电路230的电力开关器件的开关信号的频率。三角波发生器370可以用含有运算放大器和比较器，具有现有技术中所公知构造的电路配置而成。对于电路300，三角波形T最好具有2.5伏的峰-峰值和1000Hz的频率。
在发生器370输出端372上所产生的三角波形T被加到各比较器354及356的第二输入端。图5示出分别被比较器356和354接收到叠加在波形A和B上的三角波形T。按照所加模拟波形电压A或B的值分别是大于还是小于三角波形T的值，各比较器354和356在其输出端产生高逻辑电平电压、例如5伏，或是低逻辑电平电压、例如0伏。因此，各比较器的输出构成脉宽调制的波形。
比较器354和356输出的脉宽调制的波形分别加至欠重叠(underlap)及输出驱动电路380和382。电路380被结构成产生两个相同的开关驱动信号B-，所述开关驱动信号B-相互电隔离，并且各具有与加至电路380的脉宽调制波形基本上相同的形式和足以驱动电力开关器件250及256(图3)的电压电平。电路380还包含用于产生两个同样的被隔离的开关驱动信号B+的逻辑反相电路，开关驱动信号B+各为波形B-的逻辑反(logical complement)，并具有足以驱动开关器件252和254(图3)的电压电平。电路380还含有欠重叠电路以保证信号B+和B-不会引起它们所施加到的各开关器件同时导通，从而形成逻辑电平截止命令与开关器件造成电流的实际中断之间的时延。
以与电路380相同的方式构成电路382，因此电路382提供两个隔离的用于驱动开关器件236和242的开关驱动信号A+以及两个隔离的用于驱动开关器件238和240的驱动信号A-。图5示出开关驱动信号A+、A-、B+及B-。
逆变器电路230和控制电路300工作时，电路300产生用来驱动逆变器230的开关器件的开关驱动信号A+、A-、B+及B-，这样当加到开关器件上的驱动信号呈现正逻辑值时迫使开关闭合。由于开关器件因脉宽调制(PWM)而闭合的结果，PWM正弦相电压VA和VB被施加到电动机150的绕组152和154。例如，开关器件236、238、240及242的操作导致在分支接点260和262产生加在绕组152两端的PWM正弦电压VA。同样地，开关器件250、252、254及256的操作导致在分支接点264和266产生加在绕组154两端的PWM正弦电压VB。PWM电压VA和VB在图5中示出。注意相电压VA和VB的电压值是由整流电路210所提供的直流电压值的函数。
在电动机驱动系统200的操作中，如上所述，按照开关270的位置可以两相或单相方式操作该系统。对于两相方式并按照脉宽调制逆变器电路的公知操作，由逆变器电路230产生并施加于电动机150的PWM相电压VA和VB严格地模拟它们所对应的正弦波形。可以根据速度控制信号来改变电动机150的运转速度。在这样的变化期间，通过按照电平转换电342和换算电路344提供的第一和第二电压换算信号操作DAC电路330的乘法功能来保持施加于电动机150各绕组152和154的电压具有恒定的伏特/赫兹比值。而且，尽管加至电动机150的电压VA和VB之绝对值在可变速操作期间改变，但这些电压之间的比值、即它们的相对值保持恒定，这是因为第一和第二换算信号的相对值保持恒定，尽管这些信号值是根据速度控制信号而改变的。
在单相方式下，如同常规PSC电动机，直接由连接到线路端子202和204的单相交流电源操作电动机150。因此，即使在逆变器电路230不能用来驱动电动机150时电动机150仍然适合于运转。
在电动机150起动期间，假设希望在全额定转速下运转，速度控制信号可以在开始时就要求这种全速运转，这导致最初在电动机绕组两端加全电压。这又会使电动机产生大的起动电流。因此有必要配备其电流额定值足以容许这种起动电流的逆变器电路230的开关器件。不然的话，仍假设要求全速操作，按照公知的逆变器操作实践，一开始就产生速度控制信号，要求对应于电动机额定转差率的低转速，即，额定转速的大约2-5%，因此开始时没有超过额定值的电流流过。然后可通过稳定地增加速度控制信号值而将电动机加速到额定转速。
图6示出按照本发明另一实施例构制的、用于控制逆变器电路230(图3)之操作的控制电路400。电路400包含用于在输出端404产生正弦波电压信号以及在输出端406产生余弦波电压信号的正弦波发生器402。发生器402含有用于接收电动机速度控制信号的速度控制输入端408，例如相对于电路300所描述的，电动机速度控制信号用来按照所要求的电动机转速来改变所产生的正弦和余弦波的频率。可用阿利桑那州图森市(Tucson)的波耳·布朗(Burr-Brown)公司制造的4423型信号发生器作为发生器402。
为了在电动机转速改变时保持逆变器电路230产生的电压具有恒定不变的伏特/赫兹比，发生器402在输出端404和406上所产生的正弦和余弦电压信号分别通过高通滤波器410和412。高通滤波器410和412含有串联连接的电容器414和416以及并联连接的电阻器418和420。每个高通滤波器410及412具有6dB/倍频程滚降特性和高于电动机150工作频率范围上限的截止频率。因此，发生器402所产生的正弦和余弦波电压信号分别由高通滤波器410和412衰减，衰减量与正弦/余弦波信号频率成反比。6dB/倍频程降滚特性在频率与电压的变化之间形成1∶1的反比关系。这样，在高通滤波器410和412输出端的正弦和余弦波信号幅值分别随发生器402的频率变化而变化，并与之成正比，从而使各滤波器输出获得恒定的伏特/赫兹比。对应于上述高通滤波器特性，电容器414和416以及电阻器418和420的典型特征是电容器414及416各为0.1μF，电阻器418及420各为10KΩ。
仍参见图6，最好用带有调节臂422的电位器作为电阻器418。调节臂422，因而高通滤波器410的输出，连接到比较器电路430的第一输入端。高通滤波器412的输出连接到比较器电路432的第一输入端。电路400还包含一个三角波发生器440，该发生器被连接成将其三角波信号输出加到两个比较器430和432的各第二输入端。发生器440可以与上面关于图4描述的发生器370相同。各比较器430和432按照所加正弦或余弦信号值是大于还是小于所加三角波的值在其输出端产生高或者低逻辑比平电压。这样，各比较器430和432所执行的比较以及所得到的输出基本上与上文关于比较器354和356所描述并在图5中示出的相同，即，各比较器产生脉宽调制控制信号。
比较器430和432的输出分别施加于欠重叠及输出驱动器电路450和452，电路450和452各有与上文关于图4描述的电路380和382基本上相同的结构与功能。因此，电路450提供用于驱动全电桥逆变器电路232(图3)的开关器件的两个隔离的开关驱动信号A+和两个隔离的开关驱动信号A-。类似地，电路452提供用于驱动全电桥逆变器电路234(图3)的开关器件的两个隔离的开关驱动信号B+和两个隔离的开关驱动信号B-。控制电路400所产生的开关驱动信号A+、A-、B+及B-基本上与控制电路300所产生的在图4中示出的开关驱动信号相同。
用电位器作为电阻器418就允许调节滤波器410的设定值，以便能够相对于余弦波电压信号而减小由发生器402产生的、正弦波电压信号的值。这又导致比较器430和电路450产生信号，这种信号使逆变器电路230产生施加于主绕组152、其值小于施加于绕组154的电压的脉宽调制电压。结果，所示实施例的上述特征VP2＞VP1得以实现。
将电路400产生的开关驱动信号加至逆变器电路230的开关器件会导致产生施加于电动机150的具有图4所示形式的上述PWM相电压VA和VB。
虽然已将包含控制电路300或400的驱动系统200描述为在两相方式操作期间提供90°的相位角差，但本发明并不局限于此。在控制电路300控制下产生的相位角可以通过将波形之间具有不同于90°的所要求相位角的波形的数字数据存储在EEPROM320中而加以调节。可对电路400进行修改，用产生两种具有任意所要求相位角差的正弦波的正弦波发生器来代替发生器402。如上所述，发生器402或替换它的某种发生器所产生的正弦波之间的相位角就是施加于电动机150绕组的电压之间的相位角。
虽然已描述的控制电路300包含换算电路344，以产生第一和第二换算信号，从而使模拟波形A和B具有预定的不同幅度，但是本发明并不局限于此。而在所示实施例的改型中，在EEPROM320中可以存储数字数据值，后者定义具有不同值的正弦波形WDA和WDB，以使波形值之比WDA/WDB基本上等于所要求的相电压之比VB/VA。于是，将VREF输入端338和340连接在一起，除去换算电路344，将电平转换器电路342所产生的第一换算信号直接施加于VREF输入端338和340。因此，产生模拟波形A和B，它们间的相对值为所要求的比值，同时波形A和B的各自幅度按照第一换算信号变化，第一换算信号又根据速度控制信号变化。尽管按照所示实施例的这种改型，波形WDA和WDB被限定成具有不同的值，但数字数据仍可限定这两个波形间有所要求的相位角。
虽然在已描述的本发明所示实施例中电动机150的每个绕组保持恒定的伏特/赫兹比，但是并未对本发明作这样的限制。对于某些电动机驱动的负载而言，例如风扇，负载的大小随旋转速度而变。对于这些负载，将各电动机绕组的伏特/赫兹比改变为旋转速度的预定函数会更有效。对于电动机驱动系统200来说，当在控制电路300(图4)的控制下操作时，可通过修改电平转换器电路342按照旋转速度的预定函数产生换算信号而实现伏特/赫兹比的这种改变。
尽管本发明克服了上述在HVAC系统的操作中所经受到的各种问题，现在对本领域技术人员来说显而易见的是本发明可在其它系统应用中加以实施，而同样体现出本发明的优点。
为了例示和说明已对本发明最佳实施例作出了前文的描述。而并未规定其是详尽的或限制本发明为已公开的那样的形式，按照以上教导完全可能作出改型和变更，或者可以从本发明的实施而获得改型和变更。为了说明本发明的原理及其实际应用选择并描述了数个实施例，使得本领域技术人员能够在适合于预期的具体用途时以各种实施例和用各种改型来应用本发明。本发明的范围由所附权利要求及其等同的文件进行限定。
权利要求
1.一种用于驱动具有第一绕组和第二绕组的交流电动机的交流电动机驱动系统，第一绕组具有第一和第二端部以及第一绕组阻抗，第二绕组具有第一和第二端部以及大于第一绕组阻抗的第二绕组阻抗，第一和第二绕组彼此电隔离，所述驱动系统含有用于将输入的电源电压转换为两相交流输出电压的第一相交流电压和第二相交流电压的两相电源装置，所述两相电源装置具有提供第一相电压的第一对输出端子和提供第二相电压的第二对输出端子，所述第一对输出端子连接到第一绕组的第一和第二端部，以及所述第二对输出端子连接到第二绕组的第一和第二端部，从而所述双相电源装置将输入的电源电压转换为分别在所述第一和第二对输出端子上提供的第一和第二相交流电压，用以驱动所述电动机。
2.如权利要求1所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述双相电源装置产生在第一和第二相电压之间具有预选的相位角关系的两相交流输出电压。
3.如权利要求1所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述两相电源装置产生两相交流输出电压使得第二相电压与第一相电压相应值之比为大于1的预选值。
4.如权利要求1所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述两相电源装置响应外部施加的速度控制信号改变两相交流输出电压的频率，由此根据速度控制信号改变交流电动机的旋转速度。
5.如权利要求4所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述双相电源装置还响应转速控制信号改变第一和第二相电压的相应值，以在交流电动机的所有转速下保持交流电动机的相应第一和第二绕组具有基本上恒定的电压与频率之比。
6.如权利要求5所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述两相电源装置在交流电动机的所有旋转速度下保持第二相电压与第一相电压的相应值之比为预选的比值，该预选比值大于1。
7.如权利要求6所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述两相电源装置在交流电动机的所有转速下都保持第二相电压与第一相电压之间的预选相位关系。
8.如权利要求1所述的交流电动机驱动系统，其特征在于还含有用于能使交流电动机变速运转、同时在交流电动机的所有旋转速度下保持(1)第一相电压与第二相电压之间的预选相位角差，(2)第一与第二相电压相应值之间的预定比值，以及(3)交流电动机第一和第二绕组各自基本上恒定的伏特/赫兹比的装置。
9.如权利要求1所述的交流电动机驱动系统，其特征在于输入的电源电压是单相交流电源电压。
10.一种交流电动机驱动系统，其含有用于将输入的电源电压转换为两相交流输出电压的第一相交流电压和第二相交流电压的两相电源装置，所述两相电源装置具有提供第一相电压的第一对输出端子，以及提供第二相电压的第二对输出端子，具有第一绕组和第二绕组的交流电动机，所述第一绕组具有第一和第二端部及第一绕组阻抗，所述第二绕组具有第一和第二端部及大于所述第一绕组阻抗的第二绕组阻抗，所述第一和第二绕组彼此电隔离，所述第一绕组的第一和第二端部分别连接到所述两相电源装置的所述第一对输出端子，以及所述第二绕组的第一和第二端部分别连接到所述两相电源装置的所述第二对输出端子，由此所述双相电源装置将输入的电源电压转换为分别在所述第一和第二对输出端上所提供的第一和第二相交流电压，以驱动所述电动机。
11.如权利要求10所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述两相电源装置包含脉宽调制(PWM)逆变器系统。
12.如权利要求11所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述输入电源是交流电源，所述驱动系统包含用于对所述输入交流电源进行整流以提供直流电源电压的装置，以及所述脉宽调制逆变器系统含有包含所述第一和第二对输出端子以及耦合成接收直流电压的输入端子的两相逆变器电路，包含在所述两相逆变器电路中，用于将直流电压转换为两相输出电压的开关装置，以及用于产生控制所述开关装置的操作以便在所述第一对输出端子上产生所述两相输出电压中的所述第一相电压以及在所述第二对输出端子上产生所述双相输出电压的所述第二相电压的开关控制信号的电压控制装置。
13.如权利要求12所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述双相逆变器电路包含并联连接的第一和第二全电桥逆变器电路，所述第一全电桥电路包含并联连接的第一和第二逆变器电桥支路，所述第二全电桥电路包含并联连接的第三和第四逆变器电桥支路，所述开关装置含有串联连接在所述第一、第二、第三和第四电桥支路中的每条支路上的第一电力开关器件和第二电力开关器件，所述第一对输出端子分别连接在所述第一和第二电桥支路的串联连接的第一和第二电力开关器件之间，所述第二对输出端子分别连接在所述第三和第四电桥支路的串联连接的第一和第二电力开关器件之间。
14.如权利要求13所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述电压控制装置含有用于产生具有表示所述电动机的所要求运转速度的脉冲信号频率的脉冲信号的装置，耦合于所述脉冲信号产生装置、用于响应脉冲信号而产生存储器地址信号的装置;耦合于所述地址信号产生装置、用于根据每一地址信号而提供数字数据信号的装置，响应数字数据信号、用于产生第一模拟正弦波形信号和第二模拟正弦波形信号的波形信号发生装置，所述第一和第二正弦波形信号各具有由脉冲信号频率所确定的频率。用于产生固定频率比较信号的装置，耦接成接收固定频率比较信号和各第一和第二正弦波形信号、用于提供第一和第二正弦加权的脉宽调制(PWM)开关信号的比较器装置，以及用于提供所述第一和第二PWM信号以及其相应的逻辑反信号作为所述开关控制信号、并将所述第一和第二PWM信号及它们的逻辑反信号用于控制所述第一和第二全电桥逆变器电路的所述第一和第二电力开关器件操作的输出装置。
15.如权利要求14所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述电压控制装置响应表示所要求电动机运转速度的外部产生的速度控制信号，以控制所述电动机的运转速度，所述脉冲信号发生装置产生脉冲信号频率由速度控制信号决定的脉冲信号，以及所述波形信号发生装置产生各具有由速度控制信号确定的幅值的第一和第二模拟正弦波形信号，以致所述两相输出电压的所述第一和第二相电压各具有基本上恒定的预定伏特/赫兹比。
16.如权利要求15所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述存储装置存储分别对应于所述第一和第二模拟波形的第一和第二数字编码的波形，所述第一和第数字编码的波形具有相同的值，其中所述波形信号发生装置是用于将所述第一和第二数字编码的波形分别转换为所述第一和第二模拟波形的乘法双重数/模转换器(DAC)，所述双重DAC具有分别用于接收第一和第二换算电压的第一和第二基准电压输入端，所述第一和第二模拟波形信号一产生，所述双重DAC就按照所述第一和第二换算电压分别换算所述第一和第二模拟波形信号的值，以及响应所述速度控制信号，用于产生所述和第一和第二换算信号以便所述第二换算信号与所述第一换信号之比是大于1的预定比值，使得所述双重DAC产生所述第一和第二模拟波形信号，以致所述第二模拟波形信号与所述第一模拟波形信号的值之比基本上等于所述预定比值的装置。
17.如权利要求15所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述存储装置存储分别对应于所述第一和第二模拟波形的第一和第二数字编码的波形，所述第二数字编码波形的值与所述第一数字编码波形的值之比为大于1的预定比值，其中所述波形信号发生装置是用于将所述第一和第二数字编码波形分别转换为所述第一和第二模拟波形的乘法双重D/A转换器(DAC)，所述双重DAC具有分别用于接收第一和第二模算电压的第一和第二基准电压输入端，所述第一和第二模拟波形信号一产生，所述双重DAC就按照所述第一和第二换算电压分别换算所述第一和第二模拟波形信号的值，所述第一和第二基准电压输入是电连接在一起的，以及响应所述速度控制信号，用于产生所述和第一换算信号，使得所述双重DAC产生所述第一和第二模拟波形信号，以致所述第二模拟波形信号与所述第一模拟波形信号的值之比基本上等于所述预定比值的装置。
18.如权利要求14所述的交流电动机驱动系统，其特征在于，所述输出装置还包含用于提供所述第一和第二PWM信号以及它们各自的逻辑反信号的欠重叠装置，由此使每个PWM信号及其逻辑反信号不能引起它们被分别施加的第一和第二电力开关器件同时导通。
19.如权利要求13所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述电压控制装置含有用于产生固定频率比较信号的装置，用于产生第一正弦波形信号和第二正弦波形信号使它们之间有预定相位角差和对应于所述电动机的所要求运转速度的公共频率的波形信号发生装置，耦接成接收所述第一正弦波形信号和固定频率信号、用于提供第一正弦加权的脉宽调制(PWM)开关信号的第一比较装置，耦接成接收所述第二正弦波形信号和固定频率信号、用于提供第二正弦加权的脉宽调制(PWM)开关信号的第二比较装置，以及用于提供所述第一和第二PWM信号及其相应的逻辑反信号作为所述开关控制信号、将所述第一和第二PWM信号及其逻辑反信号用来控制所述第一和第二全电桥逆变器电路的所述第一和第二电力开关器件的操作的输出装置。
20.如权利要求19所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述电压控制装置响应表示所要求的电动机运转速度的外部产生的速度控制信号，以控制所述电动机的运转速度，所述波形信号发生装置产生具有由速度控制信号所确定的公共频率的所述第一和第二正弦波形信号，所述电压控制装置还含有耦合在所述波形信号发生装置与所述第一比较装置之间、用于按照其公共频率以在施加于所述第一比较装置的第一正弦波形信号的幅值与公共频率之间有效保持基本上恒定的比值的方式改变第一正弦波形信号的幅值的第一滤波器装置，以及耦合在所述波形信号发生装置与所述第二比较装置之间、用于按照其公共频率以在施加于所述第二比较装置的第二正弦波形信号的幅值与公共频率之间有效保持基本上恒定的比值的方式改变第二正弦波形信号的幅值的第二滤波器装置。
21.如权利要求20所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述第一滤波器装置包含用于调节滤波器设定值的装置，由此通过调节滤波器设定值，用比所述第二滤波器装置衰减第二正弦波形信号的量更大的衰减量来衰减第一正弦波形信号的幅值。
22.如权利要求21所述的交流电动机驱动系统，其特征在于第一与第二正弦波形信号之间的预定相位角是90°。
23.如权利要求22所述的交流电动机驱动系统，其特征在于各所述第一和第二滤波装置是包含串联连接的电容器和并联连接的电阻器的高通滤波器。
24.如权利要求19所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述比较信号发生装置是三角波发生器。
25.如权利要求10所述的交流电动机驱动系统，其特征在于所述电动机是固定分相电容器式电动机，所述第一绕组是主绕组，所述第二绕组是起动绕组，所述第一和第二绕组彼此电隔离，其中所述驱动系统包含用于连接到单相交流电源的线路端子及中性端子的第一和第二线路端子以接收输入的电源电压，所述驱动系统含有一四极、双掷(FPDT)开关，其第一和第二开关极分别耦合到所述第一对输出端子、第三和第四开关极分别耦合到所述第二对输出端子，第五和第六开关极分别耦合到所述第一和第二线路端子，第七和第八开关极、第九和第十开关极分别耦合到所述第一绕组的所述第一和第二端部，第十一和第十二开关极分别耦合到所述第二绕组的所述第一和第二端部，所述第八开关极耦合到所述第二线路端子，以及耦合在所述第七开关极与所述第一线路端子之间的运转电容器，使得可操作所述FPDT开关以连接所述电动机由单相电源或两相电源装置进行操作。
全文摘要
用于以两相电源来驱动其中两个电动机绕组彼此电隔离的单相PSC(固定分相电容器)电动机的电动机驱动系统。在一个实施例中，由两相逆变器电路供电给PSC电动机。PSC电动机也可通过一个四极双掷开关连接到含有运转电容器的单相电源或双相逆变器电路。
文档编号H02P1/44GK1064575SQ92101378
公开日1992年9月16日 申请日期1992年2月27日 优先权日1991年2月28日
发明者F·E·威尔斯, H·R·施内茨卡, R·D·霍弗 申请人:约克国际公司