交流电动机的驱动控制装置的制作方法

专利名称：交流电动机的驱动控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种通过施加矩形电压对进行转动驱动的交流电动机进行控制的驱动控制装置和驱动控制方法。
背景技术：
为了从电动机输出所给予的指令扭矩而控制向电动机施加的电压的技术是公知的。例如在日本特许公开公报2001-28892号、2000-50689号中，公开了一种对电动机的输出扭矩值进行反馈，计算使输出扭矩值和指令扭矩值之间的偏差消除的电压相位的驱动控制装置。而且在日本特许公开公报2001-28892号中，根据由检测器所检测到的各相电流值、指令电压值、角速度而获得输出扭矩值。在日本特许公开公报2000-50689号中，由扭矩传感器获得输出扭矩值。
而且在日本特许公开公报10-14273号中，公开了一种以能够输出指令扭矩值的方式对逆变器的相位角度进行控制的电动机的控制装置。该控制装置分别根据输出扭矩值和指令扭矩值之间的偏差值获得扭矩补正角、利用模仿了电动机的电动机模型和指令扭矩值获得相对于电压矢量的磁通(量)轴向的角度(电压矢量角度)。而且根据所获得的扭矩补正角和电压矢量角度等来计算逆变器的相位。
通常，在输出扭矩的检测过程中设置有除去噪音的低通滤波器。特别是在根据各相电流值的检测值计算输出扭矩值时，由于在电流的检测值中包含有高谐波成分，所以必须由低通滤波器除去噪音。然而在使用低通滤波器时，在所获得的输出扭矩值上产生时间延迟，使扭矩响应性变差。因而在像日本特许公开公报2001-28892号、2000-50689号中所说明的驱动控制装置那样，在仅对输出扭矩进行反馈的控制装置内，存在电动机的扭矩响应性低的问题。
日本特许公开公报10-14273号的控制装置兼用反馈控制和正馈控制，存在降低输出扭矩的时间延迟的影响的可能性。但是，在日本特许公开公报10-14273号中，从扭矩指令值计算电压矢量角度。即，说可将该电压矢量称作不考虑电动机的状态量的参数。因而，在指令扭矩值阶梯状变化时，电压矢量角度也阶梯状变化，存在电动机的输出扭矩过调整(オ一バ一シヨ一ト)的问题。即，在现有的电动机驱动控制中，由于响应性低下和过调整的原因，存在控制误差特别是过渡区域中的控制误差大的问题。

发明内容
在本发明中，提供一种能够进一步降低控制误差的驱动控制装置和驱动控制方法。
本发明的控制装置是一种通过施加矩形电压对进行转动驱动的交流电动机进行控制的驱动控制装置，其特征在于，具有对从交流电动机输出的实际扭矩值进行检测的实际扭矩值检测单元；根据模仿交流电动机而设定的电动机模型计算推定扭矩值的推定扭矩值计算单元；电压相位计算单元，它是根据实际扭矩值、推定扭矩值和给予的指令扭矩值来计算电压相位的电压相位计算单元，它按照规定比率对基于在电压相位计算过程中所算出的实际扭矩值的实际参数和基于推定扭矩值的推定参数进行加法运算，并基于由此所获得的数值计算电压相位。
本发明的另一控制装置是一种通过施加矩形电压对进行转动驱动的交流电动机进行控制的驱动控制装置，其特征在于，具有根据模仿交流电动机而设定的电动机模型以及逆变器输出电压和电动机角速度计算交流电动机的推定扭矩值的推定扭矩值计算单元；根据所算出的推定扭矩值和给予的指令扭矩值计算指令电压的电压相位的电压相位计算单元。
本发明的另一驱动控制方法是一种通过施加矩形电压对进行转动驱动的交流电动机进行控制的驱动控制方法，其特征在于，具有对从交流电动机输出的实际扭矩值进行检测的实际扭矩值检测步骤(工序)；根据模仿交流电动机而设定的电动机模型，计算推定扭矩值的推定扭矩值计算步骤；和电压相位计算步骤，是根据实际扭矩值、推定扭矩值和给予的指令扭矩值而计算指令电压的电压相位的电压相位计算步骤，按照规定比率对基于在电压相位的计算过程中所算出的实际扭矩值的实际参数和基于推定扭矩值的推定参数进行加法运算，并基于由此所获得的数值计算电压相位。


图1是示出本发明的实施例即驱动控制装置的基本结构的视图；图2是图1中电压相位计算部的详细视图；图3是示出电压相位计算部的其它结构的视图；图4是示出电压相位计算部的其它结构的视图；图5是示出驱动控制装置的更具体结构的视图；图6是示出加法运算部的其它结构的视图；图7是示出实际扭矩值检测部的其它结构的视图；图8是示出实际扭矩值检测部的其它结构的视图；图9是示出驱动控制装置的更具体结构的视图；图10是示出扭矩值推定结果的曲线图；图11是示出其它实施例的驱动控制装置的结构的视图；图12A是示出将矩形电压输入推定扭矩值计算部中时的扭矩推定结果的曲线图；图12B是示出将正弦波电压输入推定扭矩值计算部中时的扭矩推定结果的曲线图；图13A是示出使用正弦波电压进行电动机控制的结果的曲线图；图13B是示出使用矩形电压进行电动机控制的结果的曲线图。
具体实施例方式
下文参考附图对本发明的实施例进行说明。图1是示出本发明实施例的交流电动机(モ一タ)12的驱动控制装置10的基本结构的视图。而且在图1中示出的各个部分的输入输出关系仅是一个代表性的示例，也可以是图示之外的输入输出关系。
由于该驱动控制装置10通过矩形电压对进行驱动的交流电动机12进行控制，计算出与给予的指令扭矩值T*对应的电压相位φv，向交流电动机12施加对应于该电压相位φv的矩形电压。
逆变器14连接到交流电动机12上。逆变器14接收来自图中未示出的电源的电力供给，使电流流经交流电动机12的U、V、W各相的定子线圈。将电流传感器28设置在从逆变器14向交流电动机12供给电力的线路上，以检测出目前供给到交流电动机12的各相线圈的电流值。将矩形波发生部16连接到逆变器14上。矩形波发生部16按每一相产生矩形电压的SW信号，由该SW信号使该逆变器14被转换(开关，スイツチング)控制。
矩形波发生部16，根据在下述电压相位计算部24所求得的电压相位φv以及从与交流电动机12相邻设置的解算器(レゾルバ)26的输出也就是转子角度θ，对SW信号的相位进行控制。
实际扭矩值检测部20对从电动机实际输出的扭矩值即实际扭矩值T进行检测。实际扭矩值T的检测可以采用各种方式。在优选的方式中，根据由电流传感器28检测的电流值，来计算实际扭矩值T。例如，由检测电流值和指令电压值的乘积和(積和)计算供给电力(电功率)，将其除以角速度所得的值作为实际扭矩值T。而且作为其它方法，可以根据检测电流值，计算磁力扭矩和电感扭矩，将它们的和作为实际扭矩值T。作为其它方式，也可以在交流电动机12上设置扭矩传感器，将扭矩传感器的输出值作为实际扭矩值T。
在实际扭矩值检测部20中，在实际扭矩值T的检测过程中，由低通滤波器除去噪音。这是由于在从交流电动机12检测出的检测值中包含噪音。特别是由于在电流传感器28检测到的电流值中包含高频成分，在根据检测电流值计算实际扭矩值T时，低通滤波器是不可缺少的。噪音的除去可以对检测电流值直接进行，也可以对从检测电流值计算出的实际扭矩值T进行。
通常在低通滤波器中存在一定的时间常数。因此，在通过了低通滤波器的实际扭矩值T中，总是存在对应于低通滤波器的时间常数的时间延迟。该时间延迟成为电动机控制的扭矩响应性低下的原因。在本实施例中，设置下述推定扭矩值计算部22和电压相位计算部24，以实现响应性的提高。
推定扭矩值计算部22获得交流电动机12的推定扭矩值Tm。根据模仿交流电动机12而设定的电动机模型计算该推定扭矩值Tm。电动机模型具有将供给到电动机12的电流值以指令电压值、电感和角速度进行近似的数学模型。通过向该数学模型中输入指令电压值、电感和角速度，可以计算出供应到交流电动机12的电流值的推定值(下文称为“推定电流值”)。计算该推定电流值的数学模型在优选例中是由卡尔门滤波器构成的观测器。即，也向该观测器中输入检测电流值、在逐次评价推定电流值和检测电流值的误差值的同时计算推定电流值。因而，将该推定电流值和推定电压值的乘积和除以角速度，获得交流电动机12的推定扭矩值Tm。而且作为其它方式，也可以根据推定电流值计算磁力扭矩和电感扭矩，将它们的和作为推定扭矩值Tm。
在上述任一个场合下，推定电流值和推定扭矩值的计算中所使用的指令电压值是矩形波变换前的数值。即，由和实际输入到交流电动机12中的电压值不同的数值计算推定电流值和推定扭矩值。而且推定电流值和推定扭矩值计算中所使用的电感可以是恒定值，也可以是可变值。特别是在发生磁通饱和的电动机中，为了使由磁通饱和引起的电感变化反映在推定值中，最好使用对应于电动机常数变化而变动的电感。而且，指令电压值和角速度可以使用瞬时值，也可以使用基波成分。
下文将使用图2对电压相位计算部24进行说明。图2是电压相位计算部24的详细视图。电压相位计算部24计算交流电动机12能够输出指令扭矩值T*的电压相位φv。
具体地说，计算作为消除实际扭矩值T和指令扭矩值T*的偏差ΔT的电压相位的第一电压相位φfb。计算作为消除推定扭矩值Tm和指令扭矩值T*的偏差ΔTm的电压相位的第二电压相位φff。然后将第一电压相位φfb和第二电压相位φff按照规定比例进行加权计算后的数值作为电压相位φv。
此时，可将第一电压相位φfb称作由反馈控制获得的电压相位。因此，仅在第一电压相位φfb中产生与低通滤波器的时间常数对应的时间延迟。于是和根据没有时间延迟的推定扭矩值计算出的第二电压相位φff进行加权计算，实现扭矩响应性的提高。而且第二电压相位φff是根据推定扭矩值计算出的，可以说是考虑了电动机的状态量的电压相位。因而，即使指令扭矩值T*阶梯状变化，第二电压相位φff也对应于电动机的状态量连续变化。因而，对第二电压相位φff和第一电压相位φfb加权计算后的电压相位φv也连续变化，从而可以防止过调整。即，通过对第一电压相位φfb和第二电压相位φff进行加权计算，可以防止扭矩过调整，同时提高响应性，进而能够降低控制误差。
此时，第一电压相位φfb和第二电压相位φff的计算方法可以使用现有技术中大多数方案中的各种控制技术。例如可以使用P控制或PI控制、PID控制等方法。
而且，加权计算的比例可以是固定值，但是最好是对应于诸如指令扭矩值的变化速度和大小等运行状态而变动的可变值。例如，优选地，指令扭矩值的变化速度越大，第二电压相位φff的比例越大。
而且也可以在2种电压相位φff、φfb被计算出前进行加权计算。即，如图3所示，也可以对实际扭矩值T和推定扭矩值Tm进行加权计算，根据上述加权计算后的扭矩值Tp和指令扭矩值T*的偏差ΔTp计算电压相位φv。而且如图4所示，也可以对实际扭矩值T和指令扭矩值T*的偏差ΔT、以及推定扭矩值Tm和指令扭矩值T*的偏差ΔTm进行加权计算，根据加权计算后的偏差ΔTp，来计算电压相位φv。
也可以在计算出电压相位φv后，设置相位限制器(限幅器)。相位限制器将电压相位φv的数值限制在规定范围例如90°～-90°。因而当计算出的电压相位φv超过90°时，将其限幅至90°。
下文使用图5对驱动控制装置的更为具体的一例进行说明。图5是示出驱动控制装置的一个示例的视图。在该驱动控制装置10中，根据3相供给电流值(检测值)Iu、Iv、Iw、3相指令电压值Vuref、Vvref、Vwref、角速度ω计算出实际扭矩值T。因而将来自电流传感器28的3相电流值Iu、Iv、Iw、来自角速度计算部18的角速度ω输入到实际扭矩值检测部20中。而且在实际扭矩值检测部20中设置3相指令电压值计算部30，根据电池电压Vbatt、电压相位φv(q轴上为0°)计算出3相指令电压值Vuref、Vvref、Vwref。该3相指令电压值Vuref、Vvref、Vwref可以由下式(1)计算出。
Vuref＝-(6/π)·Vbatt·sin(θ+φv)Vvref＝-(6/π)·Vbatt·sin(θ+φv-2π/3) ……(1)Vwref＝-(6/π)·Vbatt·sin(θ+φv+2π/3)将所计算出的3相指令电压值Vuref、Vvref、Vwref输入到实际扭矩值计算部32内。实际扭矩值计算部32通过将3相指令电压值Vuref、Vvref、Vwref和3相供给电流值Iu、Iv、Iw的乘积和(电功率值)除以角速度ω，而计算出实际扭矩值。即，实际扭矩值T由下式(2)计算。
T＝(Vuref·Iu+Vvref·Iv+Vwref·Iw)/ω……(2)所计算出的实际扭矩值T由低通滤波器34除去噪音后，输入到电压相位计算部24。
根据电动机模型计算推定扭矩值Tm。具体地说，根据下式(3)示出的数学模型，计算dq轴推定电流值Idsim、Iqsim，然后将该dq轴推定电流值代入式(4)中计算推定扭矩值Tm。
ddtIdsim=1LdVdref-R·Idsim+ω·Lq·Iqsim]]>ddtIqsim=1LdVqref-R·Iqsim+ω·Lq·Idsim+ω·φ---(3)]]>Tm＝(Vdref·Id+Vqref·Iq)/ω ……(4)此时Vd、Vq是dq轴的指令电压值，Ld、Lq是dq轴的电感，R是线圈电阻，φ是激励常数。在本实施例中，dq轴电感Ld、Lq使用对应于电动机常数变化的可变值。即，预先进行电动机的磁场解析，使用从该磁场解析结果所获得的dq轴电流值和由电感图所获得的数值。由此，即使因磁通量饱和等原因产生电感变化，也能降低推定电流值的误差。而且dq轴指令电压值Vdref、Vqref在dq轴指令电压值计算部36中使用由式(5)计算出的数值。
Vdref＝-(6/π)·V att·sin(φv)Vqref＝-(6/π)·Vbatt·cos(φv) ……(5)所计算出的推定扭矩值Tm与实际扭矩值T、指令扭矩值T*一起输入到电压相位计算部24中。指令扭矩值T*是由图中未示出的电子控制装置生成的扭矩目标值。
在电压相位计算部24中，计算实际扭矩值T和指令扭矩值T*的偏差ΔT，计算消除该偏差ΔT的第一电压相位φfb。而且同样根据推定扭矩值Tm和指令扭矩值T*的偏差ΔTm，计算消除该偏差ΔTm的第二电压相位φff。第一电压相位φfb和第二电压相位φff的任一个都在PI(比例积分)控制下由下式(6)和(7)计算。
φfb=Kpfb(T*-T)+Kifbs(T*-T)---(6)]]>φff=Kpff(T*-Tm)+Kiffs(T*-Tm)---(7)]]>此时Kpfb、Kpff是比例增益，Kifb、Kiff是积分增益。所获得的第一电压相位φfb、第二电压相位φff在加权计算部40中以规定比率进行加权计算。加权计算后的数值成为指令电压的电压相位φv，即，电压相位φv由下式(8)计算。
φv＝α·φff+βφfbα+β＝1……(8)此时α、β是加权系数。以指令扭矩值T*的变化速度dT越大，则第二电压相位φff的比率(α)越大的方式使α和β的比率变化。换句话说，在变化速度dT增大而求取高响应性的区域内，则减小第一电压相位φfb的比率。另一方面，在变化速度dT减小而不求取高响应性的区域内，则增大第一电压相位φfb的比率。因而，通过这样对应于变化速度dT而使加权计算比率变化，能够进一步降低控制误差。特别是与现有技术相比，能够降低过渡区域的控制误差。
下式(9)示出了这种加权计算的比率α、β的计算方法的一个示例。在该计算方法中，与指令扭矩值T*的变化速度dT的大小成比例地增大α(第二电压相位φff的比率)。而且对指令扭矩值T*的变化速度dT设置上限阈值dTmax和下限阈值dTmin，一旦变化速度dT超过上限阈值dTmax则使β(第一电压相位φfb的比率)为0，一旦变化速度dT小于下限阈值dTmin则使α(第二电压相位φff的比率)为0。
if dT＞dTmaxα＝1，β＝0if dT＜dTmixα＝0，β＝1elseα＝1/(dTmax-dTmin)·(dT-dTmin)β＝1-α……(9)而且，图6示出了其它加权计算方法的一个示例。图6是示出加权计算部40的结构的视图。在该计算方法中也设置成指令扭矩值T*的变化速度dT越大，换句话说，指令扭矩值T*的频率越高，则第二电压相位φff的比率则越大。具体地说，将低通滤波器54适用于第一电压相位φfb。将高通滤波器52适用于第二电压相位φff，对它们的输出值进行相加。在指令扭矩值T*的频率高(变化速度dT大)的场合下，当然2个电压相位φff、φfb的频率也变大。此时，相对于第二电压相位φff通过高通滤波器52，第一电压相位φfb几乎由低通滤波器54削减殆尽。因而，根据图6的构成，当指令扭矩值T*的频率高时，第二电压相位φff的比率则变大。相反当指令扭矩值T*的频率低时，则可以增大第一电压相位φfb的比率。由这种加权计算方法，与使用式(9)相同，也能够降低控制误差。
加权计算后的电压相位φv由相位限制器42限幅在规定范围内后，输入矩形波发生部16。在矩形波发生部16，根据上述电压相位φv和转子角度θ，生成逆变器14的SW信号。从而将如下式(10)那样的来自逆变器14的输出电压施加在电动机12上，使交流电动机12转动驱动。
0≤θ-φv＜π/3 Vu＝0，Vv＝Vbatt，Vw＝0π/3≤θ-φv＜2π/3 Vu＝0，Vv＝Vbatt，Vw＝Vbatt2π/3≤θ-φv＜π Vu＝0，Vv＝0，Vw＝Vbattπ≤θ-φv＜4π/3 Vu＝Vbatt，Vv＝0，Vw＝Vbatt4π/3≤θ-φv＜5π/3Vu＝Vbatt，Vv＝0，Vw＝05π/3≤θ-φv＜2π Vu＝Vbatt，Vv＝0，Vw＝0 ……(10)如上所述，根据本实施例，通过对从实际扭矩值求取的第一电压相位φfb和从推定扭矩值求取的第二电压相位φff进行加权计算，可以获得进一步减少控制误差的电压相位φv。特别是可提高过渡区域的扭矩响应性。而且防止过调整。也可以替代式(4)而使用下式(11)进行推定扭矩值T的计算。
Tm＝p·φ·Iqsim+p(Ld-Lq)Idsim·Iqsim……(11)此时p是极数，φ是激励常数。而且右边第1项p·φ·Iqsim表示磁力扭矩，p(Ld-Lq)Idsim·Iqsim表示电感产生的扭矩。
而且在本实施例中，在计算实际扭矩值T时作为电流值使用3相电流值，并且使用3相指令电压值。当然也可以使用dq轴电流值、dq轴指令电压值。此时如图7所示，在实际扭矩值检测部20中设置3相/dq轴变换部48、dq轴指令电压值计算部50，将变换为dq轴的电流值、电压值输入实际扭矩值计算部32。而且，低通滤波器也可以如图8所示适用于所检测出的电流值。
下文使用图9说明其它实施例。图9是示出其它实施例的结构的视图。在该实施例中，除推定扭矩值计算部22之外的结构与上述实施例相同，因而省略对其说明。
在本实施例中，推定电流值Idsim、Iqsim由卡尔门滤波器构成的观测器计算出来。卡尔门滤波(器)就是公知的对测量值和推定值之间的误差值进行逐次(按顺序)评价而改善推定精度的算法。因而由根据该卡尔门滤波的观测器推定电流值Id、Iq时，将由电流传感器28检测出的电流值Iu、Iv、Iw输入到电动机模型38内。但是由于检测出的电流值Iu、Iv、Iw是3相电流值，在推定扭矩值计算部22中设置3相/dq轴变换部44，将3相电流值变换为dq轴电流值后的数值输入到电动机模型中。由观测器推定的推定电流值Idsim、Iqsim可以由下式(12)表示。
ddtIdsim=1Ld(Vd-R·Idsim+ω·Lq·Iqsim)+K11(Id-Idsim)+K12(Iq-Iqsim)]]>ddtIqsim=1Ld(Vq-R·Iqsim+ω·Ld·Idsim+ω·φ)+K21(Iq-Iqsim)+K22(Id-Idsim)---(12)]]>此时K11、K12、K21、K22是卡尔门增益。在式(11)中，由于在右边第3项、第4项存在对推定值Idsim、Iqsim和检测值Id、Iq的误差进行评价的项，从而逐次修正推定误差。因而，能够更迅速地推定出推定电流值，进而推定出推定扭矩值。而且输入到观测器的检测电流值Id、Iq既可以是在除去噪音之前的数值，也可以是除去噪音后的数值，而除去噪音后的数值能够缩短推定收敛时间。
下文使用图10说明该观测器的使用和噪音除去效果。图10从上向下按顺序示出实际扭矩值(除去噪音前)、由标准电动机模型(式(3)和式(4))计算出的推定扭矩值、由利用观测器的电动机模型(式(12)和式(4))计算出的推定扭矩值(利用除去噪音前的检测电流值)、由利用观测器的电动机模型(式(12)和式(4))计算出的推定扭矩值(利用除去噪音后的检测电流值)。
如图10所示，在标准电动机模型(第2图形)中，至推定值收敛为止需要大约130毫秒。与此相对，在利用观测器的电动机模型(第3、第4图形)中，推定值大约用10毫秒就收敛。即，通过利用观测器，与标准电动机模型相比，能够大幅度缩短推定收敛时间。因而，通过使用该推定扭矩值计算电压相位φv，可以更迅速地实现控制误差少的控制。
而且在将除去噪音前的检测值输入观测器时(第3图形)，由于包含在检测电流值中的高谐波成分的影响，在推定扭矩值中残留有微小振动。另一方面，在将除去高谐波成分后的检测值输入观测器时(第4图形)，能够获得不存在振动的最佳的推定扭矩值。因而，通过使用这种不存在振动的推定扭矩值计算电压相位φv，能够进一步降低控制误差。而且，在将除去噪音前的检测值输入观测器时，如果从计算出的推定电流值中除去高谐波成分，也可以获得与第4图形所示的推定结果相同的振动少的推定扭矩值。
如上所述可知，通过将观测器设置在电动机模型38中，可以更迅速地实现控制误差少的控制。而且，通过使用除去噪音后的数值作为推定误差评价用的检测值，能够进一步减少控制误差。
下文使用图11对其它实施例进行说明。在图11中，与上述实施例相同的元件采用相同的符号说明。该驱动控制装置10不检测实际扭矩值T，根据推定扭矩值Tm和给予的指令扭矩值T*，计算施加在交流电动机12上的电压相位φv。
在推定扭矩值计算部22计算推定扭矩值Tm。推定扭矩值计算部22采用与图5所示驱动控制装置的推定扭矩值计算部基本相同的结构，包括dq轴指令电压值计算部36和电动机模型38。
将电池电压Vbatt和电压相位φv(q轴上为0°)输入到dq轴指令电压值计算部36中。因而，将这2个参数代入式(5)，计算出dq轴指令电压值Vdref、Vqref。所计算出的电压指令值被输入到电动机模型38中。而且，电池电压Vbatt是矩形波变换之前的电压，是正弦波电压。
电动机模型38是以角速度ω、电压指令值、电流值对电动机12的输出扭矩进行近似后的数学模型，具体地说，是由式(4)示出的数学模型。计算推定扭矩值Tm所必需的角速度ω由角速度计算部18计算出并被输入(电动机模型38)。而且，电压指令值是将由dq轴指令电压值计算部36计算出的dq轴指令电压值Vdref、Vqref代入。电流值是将由式(3)计算出的dq轴推定电流值Idsim、Iqsim代入。
对在推定扭矩值计算部22计算出的推定扭矩值Tm和指令扭矩值T*进行差分(求取差值)，将获得的差分值ΔT输入到PI控制系统中，计算电压相位φv。根据式(7)计算出该电压相位φv。将所计算出的电压相位φv输入到相位限制器42内，并在根据需要限幅后输入到矩形波发生部16内。在矩形波发生部16中，根据所获得的电压相位φv和转子角度θ，产生逆变器14的SW信号。根据该SW信号，逆变器14进行转换而生成矩形电压，施加到交流电动机12上。
如上所述，通过根据电动机模型38计算推定扭矩值Tm，根据该推定扭矩值Tm计算电压相位φv，可以获得响应性高的电动机控制。特别是，当指令扭矩值T*变动大时，根据本实施例的驱动控制装置10，可以迅速地追踪其变动，从而能够降低控制误差。
而且在本实施例中，根据正弦波电压的电池电压Vbatt，计算dq轴指令电压值Vdref、Vqref。换句话说，可以说dq轴推定电流值Idsim、Iqsim和推定扭矩值Tm是根据正弦波电压而计算出dq轴指令电压值Vdref、Vqref。由此，使用正弦波电压可获得脉动少的良好的推定扭矩值Tm。使用图12A、12B对此进行说明。图12A是示出将矩形电压输入推定扭矩值计算部时的扭矩推定结果的曲线图。图12B是示出将正弦波电压输入推定扭矩值计算部时的扭矩推定结果的曲线图。
如图12A所示可知，在使用矩形电压时，对应于各相电压的上升和下降，推定扭矩值Tm急剧变化，产生所谓的脉动。存在这种脉动的推定扭矩值Tm不能直接使用于电动机控制，如果不是在进行脉动消除等处理后就不能计算电压相位φv。因此，需要用于除去高谐波成分的噪音去除用滤波器(例如低通滤波器)。但是在使用滤波器时，在所获得的输出扭矩值中产生时间延迟，使扭矩响应性低下。
另一方面如图12B所示，在根据逆变器输出电压(正弦电压)计算推定扭矩值Tm时，计算出没有脉动的稳定的推定扭矩值Tm。因而此时，可以将所计算出的推定扭矩值Tm直接用于电动机控制，即，可以用于电压相位φv的计算。因而，能够无需使用去除噪音的滤波器，实现响应性高的电动机控制。
图13A是示出使用正弦波电压进行电动机控制的结果的曲线图。图13B是示出使用矩形电压进行电动机控制的结果的曲线图。在各个曲线图中，上一图形示出将低通滤波器适用于所计算出的推定扭矩值中并去除了高谐波成分时的结果，下一图形示出没有去除噪音地将被计算出的推定扭矩值直接适用于控制时的结果。在曲线图中，实线表示实际扭矩值，虚线示出指令扭矩值。
如图13A所示可知，在使用正弦波电压进行电动机控制时，实际扭矩值能够迅速地追踪指令扭矩。而且，即使不使用低通滤波器，也可以实现高精度的电动机控制。
另一方面在使用矩形电压时，如果不使用低通滤波器，实际扭矩值受高谐波成分的影响而出现大的变动(图13B的上一图形)。另一方面，如果使用低通滤波器，可以减少实际扭矩值中的高谐波成分(图13B的下一图形)。但是此时，由于低通滤波器的影响，扭矩响应性大幅度下降。即，在使用矩形电压时，难以进行高精度的电动机控制。
由如上所述可知，根据使用正弦波电压计算推定扭矩值Tm的本实施例，可以进行响应性更好的高精度的电动机控制。而且在本实施例中，虽然根据单纯的电动机模型计算推定扭矩值Tm，但是在上述电动机模型中也可以设置由卡尔门滤波器等构成的观测器。此时将成为推定值的评价基准的实际测量值也输入电动机模型中。例如在使推定电流值的精度提高的场合下，将实际电流值输入电动机模型中，由观测器对该实际电流值和推定电流值的误差进行逐次评价。通过设置观测器，能够进行更高精度的电动机控制。
权利要求
1.一种通过施加矩形电压对进行转动驱动的交流电动机进行控制的驱动控制装置，其特征在于，具有根据模仿交流电动机而设定的电动机模型以及逆变器输出电压和电动机角速度计算交流电动机的推定扭矩值的推定扭矩值计算单元；和根据所算出的推定扭矩值和给予的指令扭矩值计算指令电压的电压相位的电压相位计算单元。
2.如权利要求1所述的驱动控制装置，其特征在于，所述推定扭矩值计算单元，通过根据逆变器输出电压、电压相位和转子角度计算指令电压值，将算出的指令电压值适用于电动机模型，从而算出推定扭矩值。
3.如权利要求1所述的驱动控制装置，其特征在于，电动机模型还包含对实测值和推定值的误差值进行逐次评价的观测器。
全文摘要
本发明的一种通过施加矩形电压对进行转动驱动的交流电动机进行控制的驱动控制装置，它包括对从交流电动机输出的实际扭矩值T进行检测的实际扭矩值检测部；根据模仿交流电动机而设定的电动机模型计算推定扭矩值Tm的推定扭矩值计算部；和电压相位计算部。电压相位计算部根据实际扭矩值T和指令扭矩值T
文档编号H02P23/14GK101056087SQ20071010483
公开日2007年10月17日 申请日期2005年7月6日 优先权日2004年7月12日
发明者稻熊幸雄, 中井英雄, 大谷裕树, 冈村贤树 申请人:丰田自动车株式会社