专利名称：小型高效无变压器功率转换系统的制作方法
技术领域：
本发明揭示的是一种新的无变压器功率转换系统(TPCS)，它无需使用磁芯变压器而允许DC或AC功率的直接升压或降压。利用固态开关器件，电容器，尤其是空芯电感和一个开关控制系统来完成该操作。
从AC到DC的转换和升压以及转换过程以高效和无谐波产生完成。以高转换频率运行的同时变压器的取消导致了无变压器芯损耗和无第三次谐波产生的低重量的一个系统。对于高变比的DC到DC变换，TPCS无需AC环节把输入充电直接传到输出。充电，变换，和能量释放的三个性质不同的运行典型地排成有序的次序并允许在输入和输出功率网之间完全隔离。TPCS允许整个功率流控制，并利用这种控制来改进电网稳定性。使若干集成TPCS模件有一定的构型从而在一个单系统中用做一电压变换级，一个功率转换器或变换器，一个输出调节器，一个AC调相器以及一个快速功率遮断装置。
该结构特别适用于在电站对HVDC输电的以AC到DC变换和升高的高压DC功率配电系统;AC处的用于DC配电的DC到DC降低;和靠近集中功率用户的最后的DC到多相AC功率的变换。
本发明涉及到无变压器功率转换系统，该系统允许DC或AC的变换。AC到DC的转换或DC到AC的逆变。该系统不用变压器允许AC或DC者的升压或降压。以适当的控制程序过程和固态开关器件的组合，高调节输出能在mw功率数量级上以无调节的标准AC功率变换等同的效率来获得。
DC-DC变换在用于DC到DC升压的现有技术中，DC必须首先转换成高频AC，然后用变压器完成电压变换，该AC再转换回DC。变压器不仅增加系统的重量，而且是降低效率的主要责任者。另外按照大功率和100kv等级的高电压来计算是不实用的。利用我的发明，输入充电以有效的中介电压变换系统直接转换到输出。不需要AC到AC的变换。变压器具有的它需要的电压二次定标，磁芯损耗、投资、重量和大体积要求完全消除。
AC-AC变换标准的AC功率配电系统基于一般运行在50或60Hz低频的铁芯变压器的电压变压容量。这些装置大而且贵，并且具有由匝数比给定的一恒定的变化。利用实时调节能量借助于把输入功率静电地转换到输出，我的发明省略变压器和其全部约束。
AC系统互连为了互连两个独立的和不同步的电力系统，目前必要的是把AC转换到DC，再以正确的相位和频率转回AC。我的发明不用DC环节允许从一个多相系统向第二个多相系统直接输送功率。我必须强调用于稳定的电力网的DC到DC联接互连要求以我的TPCSAC到AC变换互连来保留。
大功率多相AC整流的现有技术在AC输入上导致实质上的谐波产生。所需的谐波滤波明显瓜分了电力配电的投资。利用我的发明，AC到AC变换和升压省略了变压器和谐波滤波，借助在高TPCS频率上运行，仅在AC输入和DC输出上需要小型的滤波器。
DC功率配电为了消除高压DC线路事故，现有技术需要在转换器AC输入端上遮断整个直流线路。结果对于长距离的点到点功率传输和独立系统互连来讲DC线路目前使经济上可行。与之相比，我的发明随着与AC配电系统相连的所有问题的消除，允许整个直接DC到DC降压的DC配电的实现。DC分支线路上的故障能简单地通过瞬间停止转换过程来清除。然后在无负载条件下打开或闭合切断开关。
可变输出频率可变输出频率的现有技术实行起来复杂而昂贵。循环变换器是一种高功率的控制系统，它能把高频的AC多相功率直接转换成较低的频率。如果使用60Hz电源，循环变换器输出频率一般从以馈电频率40%左右为限的频谱高端的零到10Hz是可变的。产生的低频波由原始电源频率的部分组成。能使输出电压相当接近正弦波，然而产生大量无功功率和谐波，另外输出电压也被限制。
相比之下我的发明允许以可变频率和可变电压的输出的有效产生。被控制的输出频率可比电源频率高或低。同样的状态适于输出电压控制。最重要的是，我的TPCS可变频率/电压控制器不产生谐波、输入波形扰动或无功功率。另外，输出频率、输出相位和输出功率能同一台AC功率变换器相似地有效地控制。对于优化起动，转矩控制或感应电机的速度控制来讲，能以控制电压输出在分周期时间上改变相序。更进一步讲，一个有效地可变频的转换器能以纯正的DC输入以相同的效率和性能运转。
无功功率调节器和谐波滤波器能构造TPCS模件为一种做为电压变换系统一部分或做为一分开单独单元的快速响应相位角纠正系统和无功功率调节器(VARG)利用这种一个VARG的快速TPCS运行特性能在AC周期的几分之一的时间比例上响应。我的发明不仅能从零到其最大额定值连续地调节无功潮流，而且能响应超前和滞后相角修正的要求。
不产生谐波或相位畸形完成相位角的修正。为了平衡多相网络，我的VARG结构不需要对于大多数运行系统一般需要的对于周期的大波期来讲的能量存储。我的VARG具有类似同步机的“黑箱”(blackbox)特征，无机械负载运行。主要的不同是TPCSVARG没有活动部件，对运行非常经济，具有较高的效率并能以较快的时间比例响应。
该TPCSVARG的运行特征允许它编成一单独的设备或做为集成的有源谐波滤波器(AHF)，再有不需有实质上的能量存储要求。因为TPCS能从AC周期的低压部分提取无功和谐波功率(或充电)并能把它再引入到一个具有高压的另一相中，所以这种运行是可能的。在瞬间能把TPCSVARG/AHF编程来中和一系列谐波频率。我的发明可取消大电容器和无功能量存储，这是如Malesani所述的前有技术中的方法(在IEEE输配电分册第6卷，1991年7月的第3期上，名为“具有混合能量存储的有源功率滤波器”一文中)。
利用AC到DC整流或AC负载控制的目前的现有技术，需要无源或有源滤波来中和所产生的谐波。另一方面，TPCS能有效地不在AC输入网上产生谐波畸变地完成这个功能。
如果由非线性和无功AC负载产生谐波和无功功率，TPCS“变压器”被拖动，只要在AC输出上平衡谐波，TPCS能有效地中和它们。TPCS有源谐波滤波和无功功率发生器无需以电容器组或大电感形式的大容量存储要求来完成。进一步讲，TPCS谐波滤波系统的结构使得它能够响应以几分之一周期上的谐波滤波水平变化的要求。
我的发明和其实施例的其他目的和特征从以下附加的附图和表格相关的说明中将被更好地理解
图1是基本的TPCS结构示意图和用于AC到AC转换器的一些选择的电波形图;
图2是一典型的三级TPCSDC到DC的电压升压变换电路;
图3是三级TPCS的DC到DC降压变换电路;
图4是在向前和向后两方向上允许功率流控制的四个四分之一周升压和降压TPCS排列图;
图5是具有双向控制能力和相位转换的单相三级TPCSAC到AC变换电路;
图6是具有降压变换的一个典型的单相三级AC到DC转换器模件;
图7是一个典型的具有三相输入的多相TPCSAC到DC变流系统;
图8是一个典型的具有降压变换的三级DC到单相AC逆变模式的电路;
图9是一个典型的用于三相网的多相TPCSVAR发生器和谐波滤波系统;
图10是用于三相网的电压、无功电流和功率的波形图;
图11是用于与用做磁能存贮和恢复的电抗器相联的一个TPCS模块的简化电路图。
表Ⅰ为用于三相TPCSVAR发生器和特殊控制程序的参数;
表Ⅱ为一个TPCSVAR发生器程序的结果与理论要求的比较表格。
基本结构以下是我的发明的最佳实施例的描述。做为第一个例子，带有不改变相位和频率的AC到AC变换如在图1中图解所示被描述。这个基本的结构等于即可用于AC降压也可用于升压。详情随后续的说明将变得明了。
为了完成所述的具有最大的功率通过量，最小的系统重量，最小的系统体积和最小的电过滤需求的功能，要设计该系统具有一个比AC线路频率更高的内部工作频率。内部的TPCS周期一般包括一个充电阶段，一个转换阶段和一个放电阶段。
在TPCS的输入端典型地利用一高频滤波器11，由一充电部分12随后，该充电部分控制一套小的高频低损耗电容器的充电并典型地由开关和一组电感构成，这将给电容器组充电到瞬时输入电压10的两倍，充电阶段由下式给定TC＝π
(LC·Ceff)其中LC是充电电感，Ceff为被充电电容器组的有效值，该电容器组被安放在转换部分14内并是主要部份。利用现代开关器件，电容器组可以全部或仅部分地充电。
典型地一旦充电开关电气上复位，内部的TPCS电容器组就形成与输入的电气隔离，转换周期被起动。在转换周期期间，电极性在一些电容器上转换，转换周期结果是电压上升或下降，如下面所描述的，转换周期过程需要一个同充电周期一样的时间阶段。转换过程利用被转换的电容器组中多个电容器(典型地为一半)的电压来完成。
第三和最后阶段是放电周期，在此在TPCS电容器组中的能量通过输出部分15放电，借助第二个高频滤波器16的使用，TPCS操作中的高频波动从输出中被删去，再者使用输出电感来控制输出能量变换，放电阶段和来减少能量损耗是优先的。
关键性的部份是控制器18，它监视输入10和输出20的状况，象输入和输出电压、负载程度，重要的内部TPCS状态条件并产生开关的导通或触发22、23、24。
在一个高频率上运行TPCS，一个正弦波20输出能以最小的输入和输出滤波重新产生。另外，电压输出或功率能以三种最初的方式来调节。
1).通过给电容器充电到预定程度并控制TPCS周期频率，输出电压能被增加或减少。
2).控制的第二种模式是使用一恒定的TPCS周期频率，并通过调整输入充电电平达到控制。
3).最后上述两种方式能组合起来。方式的选择有待于详细的组分，系统的结构和运行要求的权衡。可以理解的是平行工作的多种模件可集中成一个系统，这样的模件能相互间异相工作，从而减少输入和输出滤波器的要求。另外如果一个模件变得有缺陷，则这样的结构能提供系统冗余度上设置。
图1表示在TPCS系统一组点上的电压和电流波形。为了表示明了，使用每个AC周期的仅18个TPCS周期，正弦输入电压Vin产生一具有正弦包络线的充电电流，转换部分输出电流Iout具有类似的形状，但在时间上移动一个周期，输出部分产生一电流If。选择它的内部运行到起一些滤波。完全滤波后的输出表现为通过控制升压或降压比修正幅值的正弦波输入。另外，与对应一个TPCS周期的时间段的移相被感应在输入和输出之间。为了限制位移在一度，对于60Hz的使用来讲，TPCS必须在21.6KHz频率上工作。这恰好在固态器件或象克罗斯管(Crossatron)这样的高离子体开关的现有技术发展水平之内。
DC到DC升压变换因为DC到DC变换具有低数量的部件数，并从概念上讲是最简单的TPCS应用中的一个，所以能把它引入到基本的TPCS运行中，图2表示试验过的简化的三级DC电压升压电路，为了明了，输入滤波器、输出滤波器和控制电路未示出。
在进行讨论电路和运行说明I以前，先回忆一下DC到DC变换的现有技术情况，因为由FrancisC.Schwarz做的发明，所以变换器的基本原则是不变的，他的工作被描述在美国(U.S)专利第3，663，940号，题为“可控负载低灵敏度功率变换器”，斯娃兹1972年5月16日。在这个领域内的大多数其它发明是在这个经典的工作上精炼或改进。与我们的两个发明共有的特征仅是装置即可工作在高开关频率上也具有可调输出的能力。
他首先用开关电路来从DC输入中产生AC。然而该AC被连到高频变压器的初级线圈上。然后该变压器的匝数比被用来确立基本的升压或降压比。最后为产生DC，变换后的AC被整流和滤波在所要求的等级上产生DC。
人们发现斯娃兹(Schwaiz)变换器在较低电压范围中的许多应用。以高频运行减少变压器的横截面积，它大约与转变频率成反比，而与输出电压成正比。然而对于较高电压范围的应用来说，在变换效率减少同时产生大的变压器重量。
利用我的发明，变压器和它的缺点已被消除，对于改变较高电压的比例能具有高效率地完成。使用我的发明时，能将变换器设计在运行于市电电网中的功率和电压等级上。
回到图2，六个电容器20、21、22、23、24、25如通过触发T0时的SCR026，SCR127，SCR228和SCR329经二极管D130和D231以所示极性并联的方式被充电(演示装置在二极管的位置上使用两个SCRS)。利用谐振充电电感L0，电容器被充电到输入电压Vin33的两倍。
在这个电压升压模式中，电容器串以交变的次序充电。当充满电时，电容器串上的电压等于零。两个串联连接的电容器可以看成一级并形成一个具有2倍的电压变化的基本构造块。为了增加电压变比能增加附加的级。
充电周期由L032输入充电电感和并联电容器值(六倍C1)来确定。半个正弦波充电周期由下式给出的部件值来给定Tc＝π]]>(6L0·C1)并在T0和T1之间的时间，峰值电流由下式给定
Imax＝Vin]]>(6C1/L0)利用SCR0、1、2和3，SCR435，SCR536和SCR637的重新触发将在时间T1后短时地开始转换周期。
升压转换周期的目的是要改变半个电容器串的极性，这样所有电容器具有同一极性，在上述图示的电容器C2、C4和C6的极性在选择一个正极输出电压中被反向，对于电容器C2、C4和C6的反向时间段出现在时间标记T1和T2之间，并由下式给出Ti＝π
(L1·C2)象SCRs，GTOs或Crossatrons这样的单方向开关的利用对于转换过程是重要的，这样的开关或开断构型防止电流从环路中反向通过电感器，并允许转换能量以有效和控制的形式提取。
对于偶数和奇数下标电容器的瞬时电压演变过程被表示在图的下左手角，电流的形状又一次成为半个正弦波其中峰值电流由下式给出Imax＝2Vin
(C2/L1)电容器C4和C6的工作条件是与C2的工作条件一致的，在转换周期期间，横跨电容器组的电压具有下式给定的形式Vbank＝4·N·Vin(1-COS(π·t/Ti))
其中N是级数(对于所给实例来讲是3)。我们能发现获得了升压的，忽略损耗的、12倍的电路。然后横跨在C1到C6电容器层叠组件的正电压被接通供输出。
从运行的观点来看，最大层叠电压能几倍于滤波后的输出电压，一直可等到转换过程完成为止。虽然给出的电路允许我们来开始放电周期，但为了缩短整个TPCS周期的起见，在转换周期50%完成之时就开始。但较早的放电周期的开始将在电容器中留下残压，并使充电周期和控制作用更加复杂。
转换的能量的切断完成了TPCS周期。对于大多数使用来讲，利用一开关SCR740和一输出电感Lout。另外，一个重要的续流二极管(FWD)D342被表示在电路中。这种构形通过选择高输出电压和适当的输出电感器和滤波器部件允许一个完整的和有效的能量输出变换。
利用比TPCS输出部分低的滤波器输出阻抗，大量的能量被变换到输出电感器中。部分能量返回到TPCS电容器中，并以相反极性再次对它们充电。然而，续流二极管的作用将防止再充电并在电容器电压为零时导通。在这点上，下一个TPCS再充电周期开始，这时输出电感器中保留的能量被注入到输出滤波器中。如不对称的电流曲线所示。FWD不仅允许一个完整的能量输出变换，而且完成部分输出滤波，这可从右手下角的输出电感器电流曲线中看出。
图中示出了两个电容器电压波形的踪迹线。奇数下标的电容器在T0和T1阶段被简单地充电到正极性，在T1和T2之间保留在该电平上，在T2和T3TPCS周期的第三部分期间放电。如在左手下角所示，在T1和T2阶段期间从负极变为正极，并在T2和T3阶段期间与奇数电容器一起放电。在最初的电容器充电周期横跨在电容器组的电压保持为零，而在转换周期里变成最大，如右手上角所示。
DC到DC降压变换该TPCS具有升压和降压的能力。图3表示用于三级DC到DC变换的电路框图和一些选择的电压和电流波形。另外选择了一个从负极到负极的变换。所有所示固态器件的反向变换将简便地引起该器件从正极到正负的降压逆变器的变化。
降压变换周期到用同样的TPCS电容器的充电，转换和放电三个分周期。主要的不同是内部的TPCS过程是以颠倒次序来实施，从下面讨论中会变得明了。在降压中，代替如在升压情况下的并联电容器的充电，和以串联的形式放电的，电容器是以串联充电和以并联放电的。
以输入开关SCR061的触发开始充电。利用输入电感器Lin62，电容器串C1、C2、C3、C4、C5、C6被充电到大约为输入电压Vin两倍的电势。因为以串联的形式充电，电容器极性是正-负-正-负如图中上述电容器上部所示。我们认识到这是与升压结构中TPCS放电前短时间下的一样的电状态。
第二个分周期通过在时间T1时触发开关SCR1，66、SCR2，67和SCR3，68起动。借助适当选择电感器L1，70、L2，71和L372转换在T2时完成。在该周期期间奇数电容器的电压极性以同一方式被改变，并如同上述升压变换所做的描述，以一时间段控制。通过利用象SCRS这样的单向开关，电流被防止倒流。转换周期后的电容器极性被表示在电容器下部，在这时从两端测量电容器组是零，如在右手上角绘出的波形。我们认识到这是电压升压结构的初始状态。
随着转换完成，能量切断周期由在T2时触发开关SCR4，73、SCR5，74和SCR6，75来起动。二极管D1，63、D264和D3，65接通放电电路。放电阶段再一次被以输出电感器Lout 76的值来选择，它把放电阶段限定到T2～T3时间间隔。续流二极管DFW78防止电容器组的二次充电，允许TPCS电容器的完全放电和有助于输出滤波过程。
一旦续流二极管发挥作用，输出SCR将开始恢复原状，再次充电周期能再次开始，正如我们所能见到的，这种型号的降压变换器是限制通过量并允许电流和功率二者的限制。一旦负载事故被检测到，输出能简单地通过停止所有来自门控制器的触发输出来关断。这时TPCSDC到DC降压变换器起如一个DC切断开关一样的简单作用。
电压波形被示于左手上角，利用该波形也给定所有SCR门的触发时间。输出开关和输出电感器电流也被表示出来，并假设所有输出SCR同步触发。如果输出负载低，它可通过在一时间上给两电容器放电来交错输出以减少输出滤波的需求。通过把两个附加二极管插入电路中的标记“A”和“B”位置上，电容器C5和C6能仅由触发SCR6首先放电，其次电容器C3和C4由触发SCR5来放电。最后电容器C1和C2的放电由SCR4的触发起动。“A”和“B”位置上的二极管防止已放电电容器的二次充电。
四个四分之一周升压和降压运行在上述描述中，Ⅰ已表示出用于正极到正极升压和负极到负极降压的DC到DC变换器。两个电路的证明表示通过几个部件的改变，具有与输入相反极性的输出能够获得。实际上，上个单一的TPCS装置能组合所有可能或一选择的组合输入和输出极性的自由。
图4中的略图表示一单级的TPCS，它能升压即正或负的极性到相同或相反的极性。如图所示从左到右的功率流起到一个升压变换器的作用。从右边来的输入讲出现的是一个降压变换。两个方向上的变换以所示的全部部件具有整个四个四分之一周运行上的选择权。可以执行选择的全部或仅仅一部分。图4中的表列出具体选择所要求的必须的部件。以“X”设定为升压部件和以“Y”设定为降压部件。对于具体或多项选择运行所要求的部件必须包括标定栏下的全部部件，有趣的是具有极性变换的构形允许两方向上的功率流，而不增加单独附加的部件。
例如，用于即可升压也可降压的AC至DC变流器的结构能由结合两个并联的TPCS转换器派生出来。一个转换器用于在输入AC周期的正半周内由正极到正极变换，第二个转换器用于负半周内的负极到正极变换。因为高压开关部件是较贵的部件，所以扩大它的利用和在一个装置内组合二个功能是节俭精明的，对于上述AC至DC升压变换/整流结构来说，二个功能可合并入一个单元中，这需要在栏一(十进到十出)和栏三(一进至十出)下标以“X”的全所部件。对这个例子来讲，对于两个半周期高压VSR5和相关的续流二极管(未示出)是共用的。
总之，该TPCS具有高度的输入和输出极性适应性，全部或部分选择可被组合成一个TPCS模件。
AC到AC变换这部分给出一单相AC到AC变换装置的解释。构造该装置利用二个并联的模件，每一个以一种转换方式工作。如图5所示的装置允许在两方向上控制功率流。从左到右的AC被升压变换或转换。功率流向也能从右向左反向流动，这产生受控的电压下降。
我们的说明以正输入周期和从左来的功率流开始。SCR1、SCR2和SCR3的导通起动通过三极管D1、D2和D3的上部分电容器串C1到C6的充电。在正输入周期内底部的模件不工作，允许它的部件冷关机。正充电阶段由L1充电电感器值的选择来控制并将产生一接近瞬时输入电压两倍的电容器电压，所提供的被选择的TPCS周期明显地短于AC周期，在该条件下装置的工作与上述DC变换结构是几乎相同的，除了“慢地”改变输入电压之外。
在充电周期完成后接着电容器表现出电容器极性。触发SCR4、SCR5和SCR6将开始改变电容器C1、C3和C5电压极性的转换周期。这将在上部分电容器串之间产生一个六倍于单个电容器的电压。触发SCR7将开始通过电感器L7的负电压输出放电周期。一旦电容器串的电压从负变为正极，SCR8即被触发，从而防止电感器L5中的部分能量对电容器串二次充电至相反极性。SCR8用做为先前描述的续流二极管，然而一个开关器件对于AC输出运行来讲是需要的。利用变换到SCR8的L7电感电流，SCR7恢复原状并且下一个充电周期以稍微改变的输入电压开始。与输出滤波器相连的电感器L5传送部分滤波的AC输出。
以正输入周期和产生负输出周期的上部分TPCS模件的运行每个周期连续多次，直到AC输入电压转向负为上。此时上部件模件变成不工作而下部分TPCS模件被激励。
除转换极性外，有负输入和正输出周期的下部分模件的运行是同样的。该TPCS的充电由触发SCR10、SCR11和SCR12起动。电容器C7至C12充电，并带有图中所示的极性。为了转换使用SCR13、SCR14、SCR15，利用由SCR16完成的输出开关作用。SCR17是正输出周期的续流开关。示出了两个输出电感器，每个电极一个电感器。也可省略一个电感器。
使用一个控制器和触发模件控制上述这样开关(SCR)的导通来完成功率通过量和输出电压调节，为简化附图未示出控制器和触发模件。控制器再次自动检测出用于控制功能的输入和输出状态，并利用上面DC变换中所述的选择完成调节。另外，内部TPCS诊断点也对故障保护进行监视。
图5表示对于一个完整的AC周期的TPCS电容器输入电压和转换后的输出电压。对于恒定TPCS频率来讲，输出直接仿效输入波形形状。纠正输入电压的畸变能由在一个AC周期内改变TPCS频率来进行。
上述单相TPCSAC到AC变换允许被调整的AC电压变换。另外利用适当的控制它能完成另外的功能，象电源的开通和断开，用做为电路断路器，做为器件起动的控制器，谐波滤波器或反谐波发生器。
图5的结构也允许调整从右到左的功率流。功率流的方向产生一电压降，它具有由设置级数所限定的压降比。利用转换器频率的选择获得另外的调节。除了续流开关以外，利用其它全部部件。续流开关是唯一一个这样的元件，它仅在“变换器”输出端工作，在降压模式中，上部分TPCS模件把从右边来的负输入电压变换到正电压和把减低的输出电压变换到左边，这时下部分模件以来自右边的正输入在左边产生负输出周期。在这种运行模式中，电容器串以高电压串联充电，电容器连接端以不同的极性连接。对于图示中的结构，转换周期改变一半电容器的极性。这允许能量被抽取到左边。在升压变换中不用的另外的SCR9和SCR19分别对正和负周期起续流开关的作用。未示出的在两个输入端的滤波部分确保一个平滑的输入和输出功率曲线。
对于在相角上具有有效的180°移位的双向多相调节电压变换系统来讲，能用上述的单相AC到ACTPCS变换模件做为一组合模块。
AC到DC变换/转换现有技术中从AC输入产生高压DC需要由一整流步骤仿效的AC变换。电力配电系统一般使用电网频率上的AC变压器完成升压和高压上的一个整流步骤。虽然谐波滤波器来消除由整流过程产生的谐波，但这是一有效的工艺。另外需要功率因数的修正。用此法对长距离电力传输来讲产生超过一兆伏特水平的DC功率。
对于低重量和小型的使用来讲可使用斯娃兹变换器，这是首先整流AC，把DC变换成高频AC，用一大大减小的变压器完成AC变换，最后整流该高频升压后的AC功率来产生DC。在高频上的变换过程大大地减少变换器重量，然而是以减小功率为代价的。另外这种工艺在输出电压增加到超过50KV输出之时进一步使效率降低。
相反，我的TPCS方法直接使用AC输入而且无需变压器。另外在以TPCS变换过程中没有谐波产生，而对于所有实际场合上AC输入功率因数是一致的。由于消除了变压器和谐波滤波器，TPCSAC至DC转换不仅能在同一电压和功率等级上以商业上的效果完成，而且更经济，尺寸上更小。
使用上述两种TPCS模件中的任何一个都能得到DC输出。一个模件把正的，另一个把负的AC输入周期变换成高压DC。第二种选择被描绘在图6中，在一个模件中组合两个功能。它完成正到正和负到正的功能，而且具有列在图4上表格第一和第三栏内的全部部件。由于它共享两个高压输出开关部分部件，即部件SCR19和续流二极管DfW，所以在许多应用上把低压输入功能和共享高压输出功能组合起来以产生技术和经济上的意义。
对于正AC周期，SCR1、SCR2、SCR3、SCR4、SCR5、SCR6被导通来起动TPCS充电周期。它把电容器以如电容器下面标示的极性充电。对于正输入周期，触发SCR7、SCR8和SCR9开始转换。结果电容器的极性为每个电容器顶部所标示的情况。转换将产生2n Vin的输出电压，其中“2”来自于谐振的充电过程，“n”是电容器串上的电容器数。触发SCR19将起动通过输出电感器L5的输出周期。电容器Cin和Cout分别为输入和输出滤波部分的一部分。续流二极管DfW防止电容器组的电压转向负，并允许有效的输出能量传输，只要输入周期为正，正TPCS运行就被重复。
当AC输入电压转向负时，控制器和触发模件(未示出)切换到SCR10、SCR11、SCR13、SCR14和SCR15，充电周期保留电容器有循环中所示出的极性。为了产生一个正输出电压，使用SCR16、SCR17和SCR18来转换另一组电容器。放电周期对正输入周期运行的情况是一样的并再次使用SCR19和续流二极管DfW。
输入和输出电流如图6中所示(未标比例)并对于一个AC输入周期来讲包括多个TPCS周期。使用一个高频输出滤波器将产生一个升压电压，它具有的波形几乎与全波整流器的情况相同。对于TPCS单相AC到DC变换器/整流器来讲，为了减少输入曲线的波动必须对输出增加标准的滤波。因为在输入的低电压部分期间整流电压比滤波后的输出电压低并没有能量迁移，所以在用一规则的滤波全波整流结构时，出现相位失真并带有谐波产生。但对于较小的度数，这也应用于TPCS整流过程，因为TPCS变换比能被选择到任意高，而在系统效率上没有较大的影响。利用一个及多相TPCSAC到DC转换器能完全消除这样的谐波。
消除输入谐波的一个途径是增加图6中的电感器L6，SCR24和SCR21。这些部件的功能是如果电容器组电压过低会变换电容器组。借助转换全部电容器组，电容器开始具有与输入电压相反极性的非零电压。这种情况允许电容器组反复充电直到电压充分地高，从而允许全放电到DC输出网中，充电过程以抽出适宜能量的这样的比例来完成，并从AC输入周期中充电来防止谐波产生。用于正输入周期的过程如下，如果在充电以后给电容器的电压过低，下列开关会被触发;SCR20、SCR11、SCR12、SCR13、SCR14和SCR15。电流将流过电感器L6，直到电容器改变它们各自的极性。能选择电感值来优化这个运行。电容器组转换完成之后，一个新的正输入充电周期如上所述被起动，因为负极的初始电压是在电容器上，所以电容器组被充电到一较高的电压。这个过程能被重复多次直到电压充分高为止。对于负周期来讲通过选择正确的开关能利用同一过程。图中的表列出用于各种运行的全部开关。所述电容器组的转换过程落在“输入转换”栏下。
为了定量计算复杂的充电过程，让我们假设输入电压是Vi，初始电容器电压为Vci，最后的电容器电压将为Vcf＝2Vi-Vci这个等式能应用这样长的一段，即初始电容器电压比输入电压少的一段，对于第一个充电周期来讲，因为初始电容器电压为零，所以产生一个VC1＝2V1的充电电压。在第一充电周期以后，电容器中的能量为E1＝12CV21其中C是单个电容器的电容量。借助转换所有电容器，对第二充电周期来讲的初始Vci为-2Vi，而且产生一个Vc2＝4Vi的充电电压和E2＝4E1的能量，这被多次重复“n”次周期后产生Vcn＝2nVi的电容器电压和En＝n2E1的能量。这种周期转换的使用连同在充电周期之间专用的时间间隔一起允许AC输入的加载，使得没有谐波产生，并且对于AC网来讲有效负载表现为阻抗。
能用一改良过的充电方式用于多相AC网，它无需在充电周期之间全部电容器组的转换。借助有相反极性的不同相的顺序地充电，随着工作程序复杂性的增加，电容器组转换和一些开关能被省略，这将在下面的段落中进一步概述。
多相AC到DC变换/转换能把前面段落中描述的单相AC到DC变换结构用做为一种组合单元。然而大多数高功率变换器使用多相输入，象发电厂的输出。所述的单相TPCS升压变换器/整流器模件输入部分能加以改进来适应多于一相的输入。与适当的开关控制和触发逻辑有关的修改不使用谐波滤波器能获得无谐波的输入和输出功率。
如果运行在一线性阻抗负载的话，一个平衡的多相发电系统发送恒定的功率。为了仿真这样的阻性负载，TPCS必须从单相提取与瞬时线路电压的平方成比例的功率等级。对于上述用于AC到DC变换过程的简单充电方式来讲，在AC周期的低压部分期间转换的TPCS不能把能量加到负载之中。以一相的重复充电和转换过程可被用来解决该问题。这部分将解释第二种方法。即使用多相的电压输入的方法。这种构造和运行的模式也可以被采用，用于无功功率发电机，谐波滤波器，并能在不平衡线路上调整功率。
图7表示一三相AC到DC变换器的视图。变换器模件包含在图6所示的部件，并具有与图6中标以“A”的电接点相连的两个附加的输入部分。利用附加的两个输入部分，该装置能采用从全部三相网来的输入并对应于正和负AC两个周期。输出为一个具有恒定功率的恒定值和升高的电压DC。另一个重要特征是在任何电压上，特别地在周期的低压部分上的电压上，受控能量能从所有三相上提取，借此消除AC输入线路上的谐波和DC线路上的失真的形成。
相1的充电周期由SCR1和SCR10所控制且假定有电压波形V1(t)＝Acos(wt)
相2和相3分别由SCR20、SCR21和SCR22、SCR23所控制。该波形标出在图7中。给定一个已调正的和已滤波的直流输出VDC＝3＊A，变换后的输出电压必是最小值6＊A且由此要求电容器电压充至最小值A。用谐振充电模式可得出最小线电压必有A/2的一个绝对值。由于在0-60和180-240度之间的电位角没有抽取能量，相3上产生了谐波。这个问题可以连续的双向充电顺序简单地加以调整，对第一个30度借助于图7中的电压波形来进行说明。在第一个30度电位角时间内，相2可把电容器充电至需要的电压A且利用单充电运行。问题是相3有一个小于A/2的线电压绝对值。借触发SCR23电容器将反向充电至2V3值，且将抽取一个能量E3＝2V23(为简便起见假定为单位电容量)。在电容器组反向充电下，我们然后触发SCR1用于相1的正向充电周期，这将把电容器组充电至V31＝2(V1-V3)。由于V3是负的，充电电压大于“A”，这里，TPCS完成了，后面是抽取周期的一个变换。
已转换的被抽取的总能量是Ec＝2(V1-V3)2。从相1抽取的能量是E31.1＝2V1(V1-2V3)。这二步充电过程包括能量的抽取。
这二步充电过程可由相1，后面是相3的第一充电来转换。可以看出总的能量转换是一样的，但从相1抽取的能量是E13.1＝2V21，而从相3抽取的能量是E13.3＝2V3(V3-2V1)。
图7右上角的图形表示出第一个30度范围内的能量转换。上面的一根曲线表示自两相的总能量转换。余下的二根曲线表示自相3抽取的能量，使用了用于下面一根曲线的相3后面是相1的充电顺序，中间的一根曲线充电顺序是相1在先后面是相3。从相1抽取的能量是总能量与相3所示曲线给定能量间之差。由给定相产生的抽取能量极大地区别取决于充电的顺序且能在TPCS转换过程的最佳控制中得以充分利用。
在30度点相3成为正且两步充电方式用在相3和负的相2之间。这过程继续至电位角60度时相3达到A/2值。在该点，相3和相1的波动互换且过程继续下去。
控制器控制输入和输出电压且控制开关触发顺序和充电之间的时间段，若干TPCS模件可用于增加功率通过量和降低高频滤波的需要量。电感器、输入和输出滤波器的一些可以共用。
总之所形成的TPCS多相交流-直流变换器允许恒定的功率通过量，由此省去了对交流所有的谐波滤波的需要以及在直流侧的多数的脉动滤波，此外因为电流和电压保持在同相中，所以保持一个单一的功率因数。
直流-交流变换从高压直流至多相交流的再转换可在长距离直流传输线的末端或直流功率配电系统的末端加以完成。直流功率可以恒定的直流输入负载转换为平衡的3(或多)相交流输出。该输出可准确地与现有网络的相位，频率和电压相匹配或与有特殊要求的输出相配合。在TPCS转换过程中，直流线路被再次均匀加载而变换器将提供无谐波电压或功率调整了的交流输出。直流功率在无须使用昂贵的变压器、交流端的谐波滤波器和直流侧的输入滤波器装置的情况下被降至所需的交流电压水平。
这TPCS变换器是一种功率变换器，其中功率流的正常流向是从高压直流源至一个交流负载。其典型运行控制模式可分类为可变输出频率调制(VFM)变换器。这TPCS和其控制系统可重新产生无限制的输出波形族，这些波形之一可是具有所要求的电压、频率和相位的所需要的交流输出。
对于交流波形的重新产生，这TPCS系统可自直流线路完全充电，但在交流输出周期期间连续变化地充电区间。这区间间隔将反比于瞬时输出电压需要量的平方。当交流功率需要量变化时，充电区间与功率需要量作相反变化，这TPCS变换器与可作为恒频但具有可变幅值(VAC)而工作。这就需要一个可变输出幅值控制，其中每个脉冲的能量输出与瞬时输出电压需要量的平方成正。每种途径有其优点和缺点。下面要加以说明的这种控制模式使用组合的方式，它是一种具有可变幅值的可变频率控制(VFM/VAC)。
图8表示从直流输入重新产生多相交流线路的一相的模件。为清楚，其控制电路已有所省略。一高压直流滤波器允许由三级TPCS模件组成的电容器组的串联充电。电容器组借触发SCR1通过电感线圈L1谐振充电。为重建正向输出交流周，使用变换开关SCR2、SCR3和SCR1。在正向周变换的以前和以后的电容器电压的极性分别用在电容器组上方和下方的一组符号表示。对负向交流周，用靠近电容器的在中间的一组符号表示出变换了的电容器电压极性。正向输出周的放电是由触发SCR8、SCR9、SCR10和SCR11、SCR12、SCR13而起动的。如前述，SCR20作续流开关(Free Wheeling switch)使用，以防止电容器组的再充电。由所有电容器同时地放电，在周波的顶端允许最大功率通过量。在交流周波下边部分期间，借用顺序放电，这些电容器可以较慢速率放电。电路表明，允许首先触发SCR10和SCR13以使C1和C2放电的这样一种模式。在SCR10和SCR13仍导通时，接着触发SCR9和SCR12，将允许电容器C3和C4的放电。所加的二极管D3为防止电容器C1和C2的再次充电。最后，C5和C6的一组电容器的放电，用D1作为保护二极管使用，以防止C3和C4的再充电。这种充电和放电的模式对于交流周波的下部分电压有一个平稳的输出且减少了高频滤波器的需要。其缺点是二极管增加了成本且相应产生压降和功率损失。
以类似的方式再现负半周，TPCS的充电周期是一样的。通过触发SCR5、SCR6和SCR7负变换周期有不同地开始。为负输出周期，使用了SCR14、SCR15、SCR16、SCR17、SCR18和SCR19。二极管D2和D4允许较慢的输出放电。在图8的上部示意性地给出了充、放电电流序列。为清楚，所表示的仅是有限的几周。
为再现一个全部多相输出，需要若干个这样的模件，且各模件加以适当的控制，如果由负载而产生了平衡谐波，TPCS主控制器可控制输出以抵消这些谐波。输出成为若干频率的简单叠加，各频率在幅值和相位上是被控制的。
可变频率变换器我们已经明白TPCS可从多相交流网络或直流线路抽取恒定功率，该功率可用以再建交流多相交流网络，其有如上述调整了的输出。交流网络的再建不受输入频率的限制。这使TPCS交流-交流转换系统的使用作为在二独立网络间的一个直接联系，以不同的频率或不同的相位工作。更进一步，可控制交流-交流TPCS系统以产生用于高功率线性感应电动机调整的可变频率输出。由于TPCS的各输出相位可独立地加以控制，二相位的函数可根据辅助周期时间基准加以转换，来产生一个用于在感应电动机转动中一个瞬时改变的相位变化。
用TPCS交流-交流升压的变换器能使用在发电机和功率网络之间。由于发电机的旋转不要求与网络完全同步，这就显著改善了功率网络的机电稳定性。事实上发电机的大部分齿轮变速箱可以省去，由于TPCS交流-交流变换器能有效地变换和转换有任意频率的被平衡网络的发电机输出，以功率网络的频率相配。
总之可控制的TPCS交流-交流变换器产生同时有幅值控制的可变频率，其控制效率类似于常规的变压器。没有更高频率输出的限制确实存在，如用于周波变换器(cyclonecoverter)。另外，没有谐波或相位畸变引入到输出端。
调整无功伏安(VAR)发生器TPCS模件可配置为用于超前和滞后VAR二者的快速响应相角调整系统，如在交流-直流功率转换中所述，一个TPCS模件可吸取功率或自低电压线路充电且把其引入到具有二种之一的极性和还有更高瞬时电压的另一线路。利用快速TPCS工作特性，一个VAR发生器能在几分之一交流周期时间内响应。
在完成适当地控制相角调整时没有谐波或相位畸变产生，对于平衡多相网络，我的VAR发生器无须如大部分运行系统一般地需要那样储备一部分周期的能量。然而对于单相VAR的校正，现有电容器组可以和TPCS模件一起使用来控制电抗性能量所要求的流动。无论从线路吸取还是送回到线路中，对整周的适当充电可完全避免谐波的产生。全部所述TPCS的运行是在没有开关元件强制换流的情况下加以完成的。这一性质或TPCS模件的自换流结构明显地增加了总系统的可靠性，降低了其复杂性和装置费用。
对多相网络，TPCSVAR控制可用独立的单相VAR控制器来加以完成。能量储备需要量的减小可由能量储备电容器组共用于TPCS单相VAR发生器之间而加以实现。由于对平衡网络来说，在交流周期的所有情况下，无功能量流入和流出之和以及无功电流流进能量储备电容器组是零，显然这样的共用电容器组可显著减小。借助从一线路吸取无功电流和借助直接回送到另一线路，事实上电容器组和其充、放电步骤可省掉。图9表示简化了的这样系统的示意图。
该图表示用于带中线的一个三相网络的被控制的TPCSVAR发生器。这样的结构可同样地用于有更多相数的网络。还有，由于TPCSVAR发生器模件可直接连接在相间，中线不是必须有的。
图9表示带有接至功率网络的所有三相的低压和高压段二者的一个TPCS模件。这系统结构是一通用模件且可作为调整VAR发生器和谐波滤波器工作。两端可用作充电吸取或引入。对VAR发生器将主要用TPCS的低压端。对于谐波滤波的功能，前端主要用于从网络吸取能量而高压端用于能量的送回。
VAR发生器控制器可调整无功电流或无功功率流。控制(二者中的)一个，这另一个参数将得到自动控制。这从例子能明显看出且可易于得到数学上的证实。
假定一个VAR发生器如图9所示接至有无功负载的三相网络。电压和无功电流由下式给出
V1＝VmCOS(ω＊t) Ir1＝IroCOS(ω＊t-π/2)V2＝VmCOS(ω＊t+2π/3) Ir2＝IroCOS(ω＊t+π/6)V3＝VmCOS(ω＊t+4π/3) Ir3＝IroCOS(ω＊t+5π/6)图10表示所有三相的电源电压、无功电流和无功功率。用ω＊t＝π/12或15度的一个相位角来证明该运行。
从这些迹线可以看出，无功功率为负值时需要从网络吸取能量。我们着手借触发SCR4从相2通过电感器L2对电容器充电。充电周期再由电感器的量值所控制。表1给出了运行的结果。第一栏标明运行且列出所涉及的相，第2栏列出控制开关，第3栏是把最大相电压幅值Vm规范化的起始TPCS电容器组电压，第4栏给出最后的电容器电压，第5栏列出转换到该相的规范化的充电电压，和最后的第6栏是转换到该相的能量，该能量是对于电容器组充电到电压Vm时的被规范化的能量。
从第一运行我们看出从相2吸取能量且电容器组被充电至两倍于相电压。充电转换栏的正数表明感应的是正电流。第一运行的最后电压成为第二运行的起始电容器电压。第二运行借触发SCR5开始，以引入负电荷并把能量引入相3。这最后的电容器电压和电荷转换由下式给出Vf＝2Vph-Vin△Q＝C(Vin-Vf)
引入相3的能量是△E＝C(Vin2-Vf2)/2且如同预料的是一个正值。第三运行是从相3的另一次再充电周期。我们注意由于起始电容器电压的结果从第一运行来的能量转换增加。
第四运行是对相3的第二次充电转换。这将使在有显著幅值最后正电压情况下的电容器组引入充电并把能量引入相1。这将使电容器组准备好为了自相2的另一次再充电。
上述循环顺序是从相2吸取能量且转换其至相1和相3两个相。表Ⅱ表示出所述五个运行的结果。第2栏给出总的电荷转换且可与由适当的时间间隔所增大的无功电流的理论需要量定量地相比较。时间间隔是与相2的电荷引入需要量相配而选定的。按正确地平衡相1和相3间的电荷引入来选择运行。第3栏给出了三相的无功能量吸取或引入且可与第5栏中的理论值相比较。不企图追踪能量的转换因为由转换电流也就自动地供应出能量。表2还示出对所有三相的净电荷和能量转换，所有三相应为零。这样的计算则是平衡对电容器组中的剩余能量的例外。这样的能量可使用在随后的运行中。
就这点看，运行包括简单的充电和放电运行。表1中运行6、7和8示出对充电引入到相1中TPCS电容器组电压有相反的电压极性时的一个重要运行顺序。这需要TPCS内部的全部电压极性交换或可由外加的L7与开关SCR13和SCR14组成的转换部分外部地加以完成。在运行6再充电周期之后，电容器组留下负电压。在包括相1的充电引入运行完成之前，借触发SCR14，电容器组极性被转换。
控制运行首先显得复杂，但逻辑线路可相对容易地提出且可用现代控制技术容易地完成，一个控制器检测无功电流并且把其与预编程序的需要量相比较。选择运行频率以满足产生需要量的无功伏安(VAR)的大小。计算的结果将保持在三相中无功电流流动分配的路径并从一系列运行顺序中选出最好的一个以满足要求的无功电流分配，并且保持在TPCS运行的限度内。
如果一个中线不适用，所述的VAR调整可改进，以运行在两相间。这样的运行需要在模件下端增加一组开关。另外，增加了复杂性和元件量，但一些系统的优点得以实现。最后，应明白若干这样的模件可以对专用的运行所特别设计的和运行在专用的相间的一些模件相并联运行。
在VAR发生器部分中所述运行仅使用TPCS前端作为电容器。事实上，对简单的VAR调整不需要TPCS电压升压运行而可用一个简单电容器在其位置上。运行的这种前端模式可不仅用于VAR发生器而且可扩展到本说明书中所述的其它运行中。不用TPCS的升压或降压我仍可合成单相或多相交流输出、直流输出或其它波形的输出。输入可来自交流网络或从直流源。限制仅在输出电压的范围内。没有TPCS，相同或降低电压水平的输出是最实用的。
电感性能量储备基本的TPCS允许在输入和输出间完全的电分开。可靠的高压“断路开关”功能对实际的电感性能量储备是看不见的组成部分。
如许多研究已指出，电感性能量储备要求小得多的重量、体积，和在主要成本中也是显著较低。TPCS的执行作为一种打开或分开开关给这样的电感性能量储备系统提供了实用的执行手段。
图11是用于TPCS磁能量存储装置60的简化示意图，其提供了根据电源在电感器61中的大电流和感性能量的被控制的构型，以二个或更多的TPCS模件，充电可有效地继续进行。另外还有一续流开关(SCRfW)62用于在短路TPCS再充电期间循环电流。每当续流开关断开时TPCS模件引导能量到电感器中。
随着能量积聚到要求值，TPCS充电系统被停止，输出开关(SCRout)63接通以吸取储备的磁能。这里，通过SCRin64接至电感器上的TPCS相当于一个小的和被放电的电容器组。另外，只要SCRin一旦反向偏置，该电容器组将变成完全与电感器隔断。如果合理设计输出接口电路，只要TPCS瞬时引入电流大于输出电流，用从TPCS充电模件来的一个新的充电引入到电感器中来关断输出。这将反馈偏压输出SCRout部件且把其关断。此时，新的电感器充电周期开始了。可以加上滤波电路65用于元件保护。
该系统是由门触发控制器控制的。它容纳了外部运行必要条件、输入和输出状况，和产生开关触发信号。
TPCS的可靠性效果在常规的转换器或交换器中的固体组件故障引起直接交流相对相或直接直流线路的短路。在TPCS逆换器或交换器中的类似元件故障不会产生同样灾难性的故障，且需要少得多的保护和故障消除设备。在基本的TPCS运行中，或相对小的电容器自线路充电或放电到线路中。一个固体组件的短路不引起较大涌流且消除起来也容易得多。用若干TPCS模件并联运行，有故障的模件可被隔开，留下的单元可仅以减小最大功率通过量继续运行。而后安排合适时间进行修理。
基本的TPCS的运行有三个基本步骤，即电容器充电，变换TPCS电容器回路，和变换了的回路放电。在下一步开始前，这一步一般已完成。如果检测出故障且顺序已被中断，将没有短路电流从输入到输出流过。不用高功率空气熄弧开关装置，系统在那儿可被隔断。这对直流侧是特别有利的，因为直流故障的消除异常困难。事实上，TPCS交流-交流变压单元，交流-直流变换器和直流-交流逆变器都可用作有效的高功率和高电压的断路器。另外，任意的所述TPCS装置的基本运行有最大的功率通过量且无过载。TPCS可用作为有效的功率或电流限制装置。
虽然本发明结合最佳实施例做了说明，对熟练技术人员来说其改型是显而易见的。因此，本发明的保护范围参照权利要求加以确定。
权利要求
1.一种无变压器功率变换系统，包括多个串联连接的电容器；连接至所说多个电容器上的一个充电回路，所说充电回路自电压源把该多个电容器充电至预定电压；一个用于变换存储在所说多个电容器的被选择的电容器中的电荷极性的电路，所说极性变换电路包括多个电感器电路，其中每个电路可开关地耦合至已选定电容器中相应不同的一个上，以建立谐振电路，该谐振电路帮助变换存储在该电容器中电荷的极性；和一个用于在变换电压时从多个电容器吸取功率的放电回路。
2.按权利要求1的无变压器功率变换系统，其进一步包括控制充电回路运行的控制回路，变换回路和放电回路，所说控制回路建立一个充电相位，在该相位中充电回路对多个电容器充电，一个变换相位，在该相位中所说变换回路变换所说选定的电容器的极性，和一个放电相位，在该相位中放电回路从多个电容器吸取功率。
3.按权利要求2所述的无变压器功率变换系统，其中控制回路使变换相位和放电相位及时重叠。
4.按权利要求2所述的无变压器功率变换系统，其中一个运行周期包括充电相位、变换相位和吸取相位，并且其中所说控制回路使所说功率变换系统每秒经历多个运行周期。
5.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中所说变换电路包括多个单方向的开关装置，用于把每个所述电感器电路电耦合到所说多个电容器的相应一个上。
6.按权利要求5所述的无变压器功率变换系统，其中至少一些所说多个单方向开关装置之中的每一个是一个可控硅。
7.按权利要求5所述的无变压器功率变换系统，其中至少一些所说多个单方向开关装置之中的每一个是一个可控硅整流器(SCR)。
8.按权利要求5所述的无变压器功率变换系统，其中至少一些所说多个单方向开关装置之中的每一个是一个克罗斯管(Crrossatron)。
9.按权利要求5的无变压器功率变换系统，其中至少一些所说多个单方向开关装置之中的每一个是一个门极可关断可控硅(GTO)。
10.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中至少一些所说多个电感器回路中的每一个包括一个电感器。
11.按权利要求10所述的无变压器功率变换系统，其中在至少一些所说电感器回路中的每一个中的电感器是一个空心电感器。
12.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其进一步包括一个高频输出滤波器，吸取的功率通过该滤波器。
13.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中各个电感器回路跨接其相应的电容器上且包括一个与一单方向开关串联的电感器。
14.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其进一步包括在电压源和充电回路间有一个高频输入滤波器。
15.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中在充电相位期间，充电电路把多个电容器充电到一个电压值，该电压值是约为电压源瞬时电压值的两倍。
16.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中充电回路包括一个与电压源串联着的电感器。
17.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中充电回路包括一个电感器和一个单向开关，它们与电压源串联连接。
18.按权利要求17所述的无变压器功率变换系统，其中充电回路的单向开关使充电回路的电感器同所说多个电容器电耦合，以形成一个谐振充电回路。
19.按权利要求17所述的无变压器功率变换系统，其中控制回路使所说充电回路的单向开关把充电回路的电感器同所说多个电容器电耦合，而后在预选周期时间已过时接着使充电回路的电感器同所说多个电容器顺序地断开连接，其中所说充电回路电感器同所说多个电容器的电耦合形成了一个谐振周期为T秒的谐振回路，且其中预选的周期时间约为T/2秒。
20.按权利要求19所述的无变压器功率变换系统，其中控制回路使充电回路把充电电感器同所说多个电容器每秒多次的耦合和断开。
21.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中充电回路为多个电容器充电，其结果充电串联连接电容器的极性是交替的。
22.按权利要求2所述的无变压器功率变换系统，其中变换回路变换所说多个电容器的每隔一个的极性，其结果使充电串联连接电容器的极性都相同。
23.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中转换的电压值大于电压源的电压值。
24.按权利要求23所述的无变压器功率变换系统，其中所说多个电容器的数量为N，且转换的电压值是电压源电压的2N倍。
25.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中所说多个电容器包括N个电容器级，各级包括所说多个串联着的电容器的两个，且有第一和第二端以及充电端，该充电端耦合到在该级内两个电容器相互连接在一起的连接点上，和其中所说充电回路通过所说充电端为所说N个电容器级充电。
26.按权利要求25所述的无变压器功率变换系统，其中所说充电回路具有一个开关装置，它用于在所说电容器的充电期间，把每个所说电容器级的第一和第二端电耦合到一个共用点上。
27.按权利要求26所述的无变压器功率变换系统，其中所说多个电感器电路的每一个跨接在第一端和所说电容器级的一个相应不同一个级的充电端上。
28.按权利要求25所述的无变压器功率变换系统，其中N大于1。
29.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中串联连接的电容器有在一端的第一端和在另一端的第二端，且放电回路电耦合到所说串联连接的电容器的第一和第二端以产生转换电压。
30.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中充电回路为所说多个串联连接的电容器充电，其结果已充电的串联连接的电容器的极性都相同。
31.按权利要求30所述的无变压器功率变换系统，其中变换电路变换所说多个电容器中每隔一个电容器的极性，其结果是已充电串联连接的电容器的极性交替变化。
32.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中被转换的电压值小于电压源的电压。
33.按权利要求32所述的无变压器功率变换系统，其中所说多个电容器的数量是N，而被转换的电压的量值是电压源电压的2/N倍。
34.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中所说充电回路为所说多个串联电容器充电。
35.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中所说多个电容器包括N个电容器级，各级包括所说多个串联连接的电容器的两个电容器，且具有一个第一和第二端以及一个放电端，该放电端耦合到该级内两个电容器相互连接在一起的连接点上，和其中所说的放电充电回路通过所说放电端从所说N个电容器级中吸取功率。
36.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中所说多个电感器电路的每一个电路跨接在第一端和所说N个电容器级的一个相应的不同级的一个放电端上，以变换在该级内二个电容器之一的极性。
37.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中放电回路包括一个输出电感器和一个单向开关，该单向开关在放电相位期间把从多个电容器来的功率耦合到输出电感器上。
38.按权利要求37所述的无变压器功率变换系统，其中放电回路进一步包括一个单向装置，其用于防止输出电感器在放电相位期间转换多个电容器的极性。
39.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中所说放电回路把功率传送到一个负载上，且其中所说控制回路监控所说负载和控制充电回路、变换回路和放电回路的运行用以对所说负载产生稳压的输出。
40.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中所说控制回路控制所说充电、变换和放电回路，以产生预定的输出电流脉冲波形。
41.按权利要求4所述的无变压器功率变换系统，其中所说控制回路控制所说充电、变换和放电回路，以产生一序列变化幅值的输出电流脉冲。
42.按权利要求4所述的无变压器功率变换系统，其中所说电压源是一个直流电压源，和所说控制回路控制所说充电、变换和放电回路，以合成一个交流输出。
43.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其进一步包括一个滤波转换电压的滤波电路，以产生一个输出电压，其中所说控制回路有用于监视输出电压的装置，且其中所说控制回路控制所说充电、变换和放电回路，以调整输出电压。
44.按权利要求42所述的无变压器功率变换系统，其进一步包括一个滤波交流电压输出的滤波电路，以产生一个已滤波的交流输出电压，其中所说控制回路有用于监视被滤波的交流输出电压的装置，且其中所说控制回路控制所说充电、变换和放电回路，以调整被滤波的交流输出电压。
45.按权利要求4所述的无变压器功率变换系统，其中所说电压源是一个频率为fs的交流信号源，且其中所说控制回路控制所说充电、变换和放电回路以合成一频率为fo(不同于频率fs)的交流输出信号，其中频率fo不同于频率fs。
46.按权利要求45所述的无变压器功率变换系统，其中交流信号源的频率fs是随时间变化的，而其中交流输出信号的频率fo是固定的。
47.按权利要求46所述的无变压器功率变换系统，其中fo是60赫兹。
48.按权利要求1所述的无变压器功率变换系统，其中所说充电回路包括多个充电转换回路，其中每个回路被连接到一个多相交流功率线的不同相上和所说放电回路包括多个充电引入回路，其中每个回路被连接到该多相交流功率线路一个不同相上，以及其中所说控制回路控制所说多个充电转换回路和所说多个充电引入回路，以从所说多相功率线路的一相吸取功率，并把所吸取功率引入到所说多相交流功率线路的另一相上。
49.按权利要求48所述的无变压器功率变换系统，其中所说控制回路选定吸取的功率被引入了的另一相，以使得被引入吸取的功率的交流信号的相角改变。
50.按权利要求4所述的无变压器功率变换系统，其中进一步包括一个连接到所说放电回路的单独能量存储装置，用于暂时地存储吸取的能量。
51.一种充电转换装置，用于从载有周期为Tac的一个交流信号的多相功率线路的一相到另一相的转换充电，所说装置包括一容性存储回路;多个充电回路，其每个回路用于使所说多相交流功率线路的不同一相与所说容性存储回路耦合，由此从那一相转换充电到存储电路，所说多个充电回路的每个回路包括一个单向开关和一个电感器，其中每个所说充电回路在耦合到所说容性存储电路时形成一个具有一个谐振频率为1/Ti的相应沿振回路，这里的i是一个识别充电回路的标志且其中的Ti都小于Tac;多个引入回路，每个各引入回路用于把所说容性存储电路和所说多相功率线路的所说相的一个不同相耦合，由此从所说容性存储电路到被耦合的那些相中引入充电，每个所说引入电路包括一个电感器和一个单向开关;和一个控制回路，该回路控制所说多个充电回路的单向开关以产生一序列谐振充电周期，其从一相转换充电到所说容性存储单元，和控制所说多个引入回路的单向开关以从容性存储单元转换充电到另外一相。
52.按权利要求51所述的充电转换装置，其中所说控制回路控制所说多个控制回路的单向开关，以通过具有一个持续时间约Ti/2秒的揩振充电周期序列对容性回路转换充电。
53.按权利要求51所述的充电转换装置，其中所说多个充电回路和所说多个引入回路共用元件，从而所说充电回路之一的电感器也是所说引入回路相应之一的电感器。
54.按权利要求51所述的充电转换装置，其中所说控制回路控制所说多个充电回路和所说多个引入回路的单向开关，以转换从一相到另一相的能量，以便得到对能量被转换到那相中的相位角调整。
55.按权利要求51所述的充电转换装置，其中所说控制回路控制所说多个充电回路和所说多个引入回路的单向开关，以转换从一相到另一相的能量，以便得到对能量被转换到那相中的谐波调整。
56.按权利要求51所述的充电转换装置，其中所说控制回路控制所说多个充电回路和所说多个引入回路的单向开关，以转换从一相到另一相的能量，以便得到对波形畸变的调整。
57.按权利要求51所述的充电转换装置，其中容性存储电路包括权利要求1的无变压器功率变换系统。
58.按权利要求51所述的充电转换装置，其中容性存储电路是电容器。
59.按权利要求58所述的充电转换装置，其中所说多个充电回路和所说多个引入回路都共用一个共有的电感器，由此，共用的电感器用作为每个所说充电回路的电感器和每个所说引入回路的电感器。
60.按权利要求58所述的充电转换装置，其进一步包括与所说容性存储电路并联的输入电感器和输入单向开关的一序列组合，且其中所说控制回路控制所说输入单向开关，以使在容性存储电路中存储的电荷极性反向。
61.一种从电压源变换功率的方法，该方法包括从电压源为多个串联连接的电容器充电;变换存储在所说多个电容器的选定的电容器中的电荷极性;电耦合到所说多个电容器上以产生一个变换了的电压;在已转换电压的情况下从这多个电容器上吸取功率;每秒多次重复上述步骤顺序。
全文摘要
一种无变压器功率变换系统，包括多个串联连接的电容器；接至多个电容的充电回路，该充电回路为多个电容器充电从电源电压至预定电压；一回路用于变换存储在多个电容器中所选定的电容器中电荷的极性，这极性变换回路包括多个电感器回路，各回路可开关地耦合到选定电容器相应不同的一个上，以形成谐振回路，该回路帮助变换在该电容器中存储电荷的极性；和一个用于在转换的电压下从多个电容器中吸取功率的放电回路。
文档编号H02J3/18GK1079083SQ9310521
公开日1993年12月1日 申请日期1993年4月5日 优先权日1992年4月6日
发明者R·林佩查 申请人:直流电变换有限公司