通过自适应驱动器stag的开关模式dcdc转换器效率提升的制作方法
【专利说明】通过自适应驱动器STAG的开关模式DCDC转换器效率提升
[0001]相关专利的交叉引用
[0002]本申请案主张2013年10月9日提交的美国临时申请案N0.61/888，883的优先权，其全部公开内容通过引用合并与此。
技术领域
[0003]本发明总体上涉及一种开关模式感应电路。
【背景技术】
[0004]图1说明常规开关模式感应D⑶C转换器100。
[0005]如图所示，开关模式感应D⑶C转换器100包含输入节点102、电感器104、控制组件106、功率级108、电容器110和输出节点112。控制组件106包含驱动组件114、驱动组件116和控制器118。驱动组件114包含开关120和开关122。驱动组件116包含开关124和开关126。功率级108包含开关128和开关130。开关模式感应D⑶C转换器100中还示出寄生电感132、134和136。
[0006]在示例开关模式感应ECDC转换器100中，开关120是P沟道场效应晶体管(P-FET)，开关122是η沟道场效应晶体管(n_FET)，开关124是ρ-FET，开关126是n_FET，开关128是p-FET，且开关130是n_FET。
[0007]电感器104被设置在输入节点102与功率级108之间。p_FET 128被设置在电感器104与输出节点112之间。n-FET 130被设置在电感器104与地之间。电感器104、n_FET130和p-PET 128在节点158处连接。电容器110被设置在输出节点112与地之间。p_FET120和n-FET 122被设置在输入节点102与地之间，其中p_FET 120的源极被连接到输入节点102，且其中n-FET 122的源极被连接到地。p-FET 120的漏极和n_FET 122的漏极经由线路138被连接到功率级108的n-FET 130的栅极。p-FET 120的栅极和n_FET 122的栅极经由线路140被连接到控制器118。p-FET 124和n_FET 126被设置在输入节点102与地之间，其中P-FET 124的源极被连接到输入节点102，且其中n_FET 126的源极被连接到地。p-FET 124的漏极和n-FET 126的漏极经由线路142被连接到功率级108的p-FET128的栅极。p-FET 124的栅极和n-FET 126的栅极经由线路144被连接到控制器118。
[0008]输入节点102可操作以接收输入电压Vin。电感器104可操作以在第一状态中输出第一电压V1并在第二状态中输出第二电压V2。
[0009]控制组件106可操作以控制功率级108。特别地，控制器118可操作以经由线路140上的控制信号146控制驱动组件114，且进一步可操作以经由线路144上的控制信号148控制驱动组件116。控制信号146交替地驱动p-FET 120和n_FET 122，其进而经由线路138提供偏置信号150以控制功率级108的n-FET 130。类似地，控制信号148交替地驱动p-FET 124和n-FET 126，其进而经由线路142提供偏置信号152以控制功率级108的p-FET 128。
[0010]功率级108以第一模式操作，其中由箭头154表明的电流路径行进穿过电感器104、穿过n-FET 130且到达地。功率级108以第二模式操作，其中由箭头156指示的电流路径行进穿过电感器104、穿过p-FET 128且到达输出节点112。
[0011]电容器110充当低通滤波器。
[0012]在操作中，出于论述的目的，让常规开关模式感应D⑶C转换器100以第一模式操作，其中电流沿着电流路径154行进。在该模式中，控制组件106首先控制功率级108使得P-FET 128断开且n-FET 130导通。在此情况下，输入节点102接收Vin，Vin产生沿着电流路径154穿过电感器104、穿过n-FET 130、穿过寄生电感器136且最终到达地的电流。
[0013]现在，让常规开关模式感应DCDC转换器100从第一模式切换到第二模式，其中在该切换期间不存在电流路径。当在模式之间切换时，控制组件106控制功率级108使得当P-FET 128保持断开时，n-FET 130被断开。应存在p-FET 128和n_FET 130均为断开的某一时间，以避免两个开关均导通的情形，这将使输出节点112到地短路。
[0014]接着，让控制组件106控制功率级108使得p-FET 128被导通且n_FET 130保持断开。在此情况下，输入节点102接收Vin，Vin产生沿着电流路径156穿过电感器104、穿过P-FET 128、穿过寄生电感器132且最终到达输出节点112的电流。
[0015]常规开关模式感应Drac转换器100可继续在如上所述的两个模式之间来回切换，其中在切换期间存在P-FET 128和n-FET 130两者均断开的时段。
[0016]在任一切换事件时，穿过电感器104的电流需要从电流路径154变化到电流路径156，或反之亦然。这产生切换损失，且因此将电压转换的效率从Vin减小到V。。如此，尽可能快地进行切换将是有益的。快速切换模式存在的问题是，存在来自接合线、PCB和无源组件的寄生电感(例如，如寄生电感132、134和136所示)。寄生电感不允许电流在零时间从电流路径154快速变化到电流路径156，或反之亦然。当寄生组件中的dl/dt达到过高的高水平时，寄生电感器引起电压振铃(voltage ringing)。此外，寄生组件可致使电压在P-FET 128或n-FET 130中的一个的漏极处累积，这可能会毁坏这些组件。此电压振铃和电压累积现将额外参考图2-4进一步地描述。
[0017]图2说明当常规开关模式感应D⑶C转换器100切换模式时n-FET 130与p_FET128之间的节点158处的电压。
[0018]图形包含曲线200和曲线202。曲线200包含y轴204、x轴206、脉冲208和脉冲210。曲线202包含y轴212、x轴214、函数216和阈值电压Vth(由虚线217指示)。
[0019]y轴204具有对应于FET断开时的标度零，对应于FET导通时的或I单位。x轴206是时间且以微秒为单位。脉冲208对应于n-FET 130导通直到时间线220对应于n-FET 130断开，直到其在时间t2完全关闭。因此，在此情况下，n_FET 130花费周期At1来断开。在稍后某一时间，P-FET 128导通。线221对应于p-FET 128导通，直到p-FET 128完全导通(如线210所示)。
[0020]y轴212对应于n-FET 130的漏极处的电压且以伏特为单位测量。x轴214是时间且以微秒为单位。函数216对应于n-FET 130的漏极处作为时间的函数的电压。函数216包含上升部分218、最大部分220和小振铃部分222。虚线217对应于Vth，其中n_FET 130有被毁坏的风险。
[0021]如曲线200中所示，n-FET 130不立即断开。其在时间&处开始断开，且在Λ &之后，在时间t2处完成断开。在该周期断开期间，电流从电流路径154变化到电流路径156，从而广生寄生电压Vpm:
[0022]Vpar = L*dl/dt， (I)
[0023]其中L是寄生电感器132和136的电感，且dl/dt是电流变化量。此Vpa,在n_FET130的漏极处累积。电压达到如最大部分220所示的最大值。上升部分218的斜率是n_FET130断开的速率(即，At1)的函数。n-FET 130中的寄生电容与电路内的寄生电感器谐振以产生振铃部分222。现将参看图3更详细描述振铃部分222的产生。
[0024]图3说明与图1的n-FET 130相关联的寄生电容和电感。
[0025]如图3所示，寄生电容302被设置在节点158处。此外，除了寄生电感136夕卜，还存在与P-FET 128 (未图示)并联的寄生二极管304，其中寄生二极管304的阳极被设置为朝向节点158。
[0026]图3示出当n-FET 130被断开的时刻的情形。在此情形中，在n_FET 130不能再传导电感器电流的时刻，该电感器电流需要经过寄生电感136和寄生二极管304。然而，电感器不能具备电流中的此种跳跃。这意味着物理电感继续驱动电流,而这花费一些时间直到寄生电感136累积电流。直到寄生电感136可传导全电流，剩余电流才流进寄生电容302中，这保持节点158处的电压增加。寄生电感136以电流中的变化量累积电流，即，
[0027]dl/dt = Vpi/Lpi, (2)
[0028]其中Vpi是寄生电感136两端的电压，且其中Lpi是寄生电感136的电感。
[0029]返回图2，如果最大部分220将大于Vth，那么n-FET 130有可能被毁坏。这可在许多情形下发生，其非限制性示例包含在极端温度下操作