常规开关模式感应DCDC转换器100，以及个别组件由于老化或使用而降级。
[0030]例如，出于论述的目的，让n-FET 130切断所花费的周期由于常规开关模式感应DCDC转换器100在极端温度下操作而增加。所产生的振铃和电压累积的效应将参看图4更详细描述。
[0031]图4说明当以低于最佳方式操作的常规开关模式感应DCDC转换器100切换模式时n-FET 130与p-FET 128之间的节点158处的电压。
[0032]图4包含曲线400和曲线402。曲线400包含y轴404、x轴406、脉冲408和脉冲210。图2的脉冲208出于比较的目的被额外示为虚线。曲线402包含y轴412、x轴414、函数416和阈值电压Vth(由虚线217指示)。图2的函数216出于比较的目的被额外示为虚线。
[0033]y轴404具有对应于FET断开时的标度零，或对应于FET导通时的I单位。x轴406是时间且以微秒为单位。脉冲408对应于n-FET 130导通直到时间&为止。线410对应于n-FET 130切断，直到其在时间〖3完全关，其中〖3小于上文参看图2所论述的t2。因此，在此情况下，n-FET 130花费周期At2切断。在稍后某一时间，p_FET 128导通。
[0034]y轴412对应于n-FET 130的漏极处的电压且以伏特为单位测量。x轴414是时间且以微秒为单位。函数416对应于n-FET 130的漏极处作为时间的函数的电压。函数416包含上升部分418、最大部分420和振铃部分422。
[0035]如曲线400中所示，n-FET 130不立即切断。其在时间&开始切断，且在Λ t2之后，在时间t3完成切断。在该切断时段期间，正如上文论述，电流从电流路径154改变到电流路径156，从而产生寄生电压Vpm。在此情况下，电流改变比上文参考图2所论述的更为剧烈。这是因为在此情况下n-FET 130完全切断的周期At2比上文参考图2所论述的周期At1小得多。这通过在图4中将脉冲208与脉冲408比较可容易看到。
[0036]正如参考图2所论述的先前示例中，在此示例中，Vpm在n-FET 130的漏极处累积。上升部分418的斜率是n-FET 130切断的速率(即，在此情况下为At2)的函数。在此情况下，上升部分418的斜率比函数216的上升部分218的斜率大得多。增加的斜率转化为更大电压累积，这可通过将最大部分420与函数216的最大部分220比较而看到。实际上，在此情况下，最大部分420大于Vth，因此有对n-FET 130造成毁坏的风险。
[0037]最后，类似于上文参看图2论述的情形，在此情况下，n-FET 130中的寄生电容与电路内的寄生电感器谐振以产生振铃部分422。
[0038]需要一种降低对其组件的毁坏的可能性、减小振铃且使电路的总体速度最大化的开关模式感应DCDC转换器。
【发明内容】
[0039]本发明提供一种通过提供较快切换来降低对其组件的毁坏的可能性、减小振铃且改进电压转换效率的开关模式感应DCDC转换器。
[0040]根据本发明的方面，提供一种电路，其可操作以接收输入DC电压且输出输出DC电压。电路包含电感器、输出节点、第一 FET、第二 FET、控制器和检测组件。电感器可操作以基于输入DC电压产生电感器转换的电压。输出节点可操作以输出输出DC电压。第一 FET被串联设置在电感器与输出节点之间。第二 FET被串联设置在电感器与地之间。控制器可操作以产生控制信号来控制第一 FET和第二 FET中的一者。控制信号能够控制第一 FET和第二 FET中的一者使其处于第一状态，控制第一 FET和第二 FET中的一者使其处于第二状态，控制第一 FET和第二 FET中的一者从第一状态切换到第二状态，且控制第一 FET和第二FET中的一者从第二状态切换到第一状态。检测组件可操作以检测与第一 FET和第二 FET中的一者相关联的参数，且基于检测到的参数输出偏置信号。在第一状态中，第一 FET和第二 FET中的一者导通，且第一 FET和第二 FET中的另一者断开。在第二状态中，第一 FET和第二 FET中的所述一者断开，且第一 FET和第二 FET中的另一者导通。检测组件与控制器一起布置使得偏置信号修正控制信号以便延长切断时间。切换时间是以下中的一者:第一FET从第一状态切换到第二状态时、第二 FET从第一状态切换到第二状态时、第一 FET从第二状态切换到第一状态时，以及第二 FET从第二状态切换到第一状态时。
[0041]在以下描述中部分陈述本发明的额外优点和新颖特征，且所属领域的技术人员在检查以下描述后将部分了解所述额外优点和新颖特征，或可通过实践本发明来学习所述额外优点和新颖特征。可借助所附权利要求书中特定指出的手段和组合实现和获得本发明的优点。
【附图说明】
[0042]并入本说明书中且形成本说明书的一部分的【附图说明】本发明的示例性实施例且连同描述内容一起用以阐释本发明的原理。在附图中:
[0043]图1说明常规开关模式感应DCDC转换器；
[0044]图2说明当图1的常规开关模式感应DCDC转换器切换模式时n_FET与ρ-FET之间的节点处的电压；
[0045]图3说明与图1的n-FET相关联的寄生电容和电感；
[0046]图4说明当以低于最佳方式操作的图1的常规开关模式感应DCDC转换器切换模式时n-FET与p-FET之间的节点处的电压；
[0047]图5说明根据本发明的方面的开关模式感应DCDC转换器的实施例的示例；
[0048]图6说明当图5的开关模式感应DCDC转换器切换模式时n_FET与ρ-FET之间的节点处的电压；
[0049]图7说明根据本发明的方面的开关模式感应DCDC转换器的另一实施例的示例；
[0050]图8说明图7的开关模式感应IX:DC转换器的一部分的分解图；
[0051]图9说明当图7的开关模式感应DCDC转换器切换模式时n_FET与p-FET之间的节点处的电压；
[0052]图10说明图9的一部分的分解图；
[0053]图11说明与n-FET的栅极处的电压对比，当图7的开关模式感应D⑶C转换器切换模式时n-FET与p-FET之间的节点处的电压；
[0054]图12说明包含示出常规开关模式感应DCDC转换器的多个示例的性能的多条曲线；以及
[0055]图13包含示出根据本发明的方面的开关模式感应DCDC转换器的多个示例的性能的多条曲线。
【具体实施方式】
[0056]本发明的一个方面实施偏置组件以将n-FET 130的切断时段延长固定量。
[0057]本发明的另一方面针对n-FET 130的漏极电压实施电压感测，其接着用于调节n-FET 130的切断时段。在升压转换器和正负载电流的情况下，对n-FET 130的切断时段的控制是最关键的切换事件。
[0058]现将参考图5至13进一步更详细描述这些方面和其它方面。
[0059]将首先参考图5至6描述涉及经由偏置组件延长n-FET 130的切断时段的方面。
[0060]图5说明根据本发明的方面的开关模式感应DCDC转换器500的实施例的示例。
[0061]如图所示，开关模式感应DCDC转换器500类似于上文参考图1论述的常规开关模式感应ECDC转换器100，但不同之处在于:常规开关模式感应D⑶C转换器100的控制组件106已用开关模式感应DCDC转换器500中的控制组件506替换；且常规开关模式感应DCDC转换器100的驱动组件114已用开关模式感应ECDC转换器500中的驱动组件514替换。此夕卜，驱动组件514不同于驱动组件114之处在于，驱动组件514进一步包含偏置组件502。
[0062]常规开关模式感应DCDC转换器100的控制组件106与开关模式感应DCDC转换器500的控制组件506之间的功能和操作的差异以及常规开关模式感应DCDC转换器100的驱动组件114与开关模式感应DCDC转换器500的驱动组件514之间的唯一差异在于添加了偏置组件502。
[0063]偏置组件502被布置在输入节点102与n_FET 130的源极之间。偏置组件502产生电压偏置，其由n-FET 130用来与漏极电压进行比较。如果n_FET130的漏极电压增加超过偏置组件502产生的电压偏置，那么n-FET 130的切换过程实时受影响。换句话说，n_FET130的切断时段会被改变。
[0064]在此示例实施例中，偏置组件502包含与电容器506串联的电阻器504。这是非限制性示例，其中可使用能够产生电压的其它组件。
[0065]如上文参考图4提及的，可存在n-FET 130的切断时段减小到n_FET 130有被毁坏的风险的点的情形。偏置组件502有助于避免在这些情形中毁坏n-FET 130。现将参考图6更详细描述通过添加偏置组件502 (其在此示例中包含电阻器504和电容器506)对电压累积和振铃产生的影响。