电 子产品包括全桥转换器和调谐电感-电容-电感（LCL)电路。每个1XL电路均被调谐为由 电源产生的线路频率，每个全桥转换器均W相同的线路频率、取决于功率流的方向而W逆 向或整流的模式运行。在主转换器与拾电器全桥转换器之间的电压和相角确定如在所公开 的国际专利申请W02010/062198中所描述的功率流的大小和方向，所述专利申请的公开通 过参考合并在本文中。
[0102] 与模拟结果和实验结果一起对单相双向IPT系统进行的综合分析在 W02010/062198中出现。图2中显示了当其向输出供应5kW时，5kW单相双向IPT系统的输 入电流和输出电流。很明显，此系统的输入波纹电流和输出波纹电流两者均很大，影响到双 向IPT系统的功率吞吐能力。高波纹电流极大地增加了系统的损耗，并可能导致EV的电池 寿命的缩小。而且，当此系统使用来通过单独主绕组向多个EV供电时，所有的主绕组均同 时被通电，即使一些可能没有被使用。不使用的绕组的通电提高了待机损耗。另外，此系统 的主绕组电流非常大，进一步要求昂贵且笨重的线路电感器并降低了系统的效率。
[0103] 作为可替代方案，本发明在至少一个实施例中提供多相IPT系统，所述IPT系统产 生非常低的输入波纹电流和输出波纹电流，并非常适于具有多个拾电器（EV和负载）的中 等功率-大功率的单向或双向IPT应用。所提出的系统包括有效机构，所述机构控制双向/ 单向IPT主转换器的各个主垫片/绕组的电流/电压，所述IPT主转换器电连接到多个主 垫片/绕组。例子包括在公共充电集市处的EV的充电/放电W及移动EV的动态充电，该 在目前仅仅可通过使用多个全桥主转换器来实现，每个全桥主转换器专用于每个主绕组或 EV。该需要大量的高电压开关，极大地增加了此系统的成本。而且，所提出的新的多相IPT 系统使布局可具有在主绕组与拾电器绕组之间的改进的磁禪合W及改进的空间公差或侧 向公差。通过相对高的磁禪合，新系统可较低的线路电流运行，而不降低功率吞吐量， 该进一步提高了整体效率。
[0104] 第一个例子；控制多个IPT主绕组的系统
[0105] 作为第一个例子，图3(a)和3(b)显示根据本发明的两个类似的实施例的IPT 系统。图3(a)中所显示的IPT系统由主电源和n个主绕组（Lpt，1-Lpt，n)组成，其中 所述主电源W半桥桥臂的形式由n+1个开关对（参考10,11，12…n)制成，所述主绕 组（Lpt，l-Lpt，n)中的每个均使用1XL补偿网络（包括电感器Lpi，l-Lpi，n，电容器 Cpt1-Cpt，nW及主绕组Lpt，1-Lpt，n)进行补偿。该些主绕组中的每个均可W与单拾电器 2磁禪合，每个所述单拾电器2均具有单拾电器绕组（Lst，l-Lst，n)。在此例子中，拾电器 绕组中的每个均由其自己的控制器（15-17)所控制，所述控制器（15-17)可W是双向的或 单向的控制器，并向其自己的负载供电。为了方便起见，不显示具体负载。替代地，负载由 DC电源（Vout，l-Vout，n)表示。在此实施例中的主转换器的第一桥臂10共用于所有的主 绕组（Lpt，1-Lpt，n)，并因此能够处理满载额定电流。主转换器的剩余桥臂（11，12…n)相 对于第一桥臂10单独地受到控制，W通过将各自绕组与电源Vdc有选择地禪合而控制在对 应主绕组中的电流。例如，在Lpt2主绕组中的电流可W通过相对于由开关化，1和化，1所 形成的第一桥臂10控制由化，3和化，3形成的半桥桥臂12来受到控制。开关化，1，Tb，1， Ta，3和化，3可W使用脉冲宽度调制（PWM)而受到控制，W控制电压化i，2,从而维持主绕 组Lpi2中的期望的电流。然而，相位控制被优先进行，W最小化该系统的切换损耗和/或峰 值电流，并通过相对于由开关化，1和化，1生成矩形波电压及时地延迟由开关化，3和化，3 生成矩形波电压来执行。0°的相角对应于跨过化i的化i的短路，而180°的相角对应于 应用的最大化i。化i。同样地，在半桥桥臂10与由化，l，Tb, 1和化,n+l，Tb,n+1形成的n 之间的相位可W受到控制，W调节在第n个主绕组Lpt，n中的电流。因此，在图3(a)中所 示出的拓扑利于在使用多个绕组的IPT系统的每个主绕组中的电流的全面单独的控制，而 不需要用于每个主绕组的专用的全桥逆变器。该使不使用的主绕组维持不通电。其也使对 电源的单独控制可用于每个主绕组。
[0106] 优选地，为了最小化该系统中的峰值电流，主绕组中的每个均相互异相地驱动。特 别是，每个连续主绕组均优选地W360° /n异相地驱动。
[0107] 本发明的主电源可W进一步适于自动地检测与主绕组中的每个大致地对齐的拾 电器的存在，和/或检测由拾电器所供应的负载是否需要充电（或放电），W使多个主绕组 中的每个均只有在负载由与各自主绕组磁禪合的拾电器供电时才通电。该可W是例如通过 感测在各自主绕组中的反映负载或通过无线通信获得。
[0108] 当主绕组中的一个或多个无效时（即，保持不通电），主电源可W重新配置在主 绕组中每个中的电流之间的相角。例如，在具有=个有效主绕组的主电源中，相角通常是 120° (360° /n)。然而，如果一个主绕组是无效的，则剩余的两个主绕组可180°相互 异相地运行（即，360° /n，其中n是有效或通电绕组的数量）。
[0109] 因此，主绕组中的任何一个或多个均W任何组合有选择地由电源通电，W向一个 或多个拾电器供电，通电的绕组优选地W360° /n异相地驱动（其中，n是通电绕组的数 量），W最小化峰值电流。例如，如果两个主绕组被通电，则所选择的绕组可优选地W180° 相互异相地驱动，如果S个主绕组被通电，则所选择的绕组优选地W120°异相地驱动。
[0110] 图3(b)中显示本发明的可替代实施方式。此转换器由n个桥臂（20-n)制成 的主电源和n个主绕组（Lpt, 1-Lpt,n)组成，所述主绕组（Lpt, 1-Lpt,n)使用1XL网 络（电感器Lpi, 1-Lpi,n，电容器Cpt, 1-Cpt,nW及主绕组Lpt, 1-Lpt,n)进行补偿。该 些主绕组中的每个均可W与拾电器2磁禪合或感应地禪合，每个主绕组均包括单拾电器 绕组（Lst，l-Lst，n，）。在此例子中的拾电器绕组中的每个均由其自己的控制器（例如， 15，16，17)控制，所述控制器可W是双向控制器或单向控制器，并向其自己的负载（由 Vout，1-Vout，n+1表示）供电。在此主电源中W半桥桥臂20-n的形式的开关对可WW交错 的形式运行，其中每个桥臂（20, 21，22…n)相对于在其上的一个W360° /n的相位滞后运 行（并禪合到相同的主绕组）。例如，如果只存在S个桥臂20-22,则桥臂21可W在桥臂20 后W120°的相位滞后运行。该样，所产生的主绕组电流的相位相互移动。此运行模式使主 转换器可W基本较小的输入波纹电流和在桥臂之间的负载电流的相等分配运行。然而，由 于半桥桥臂在两个主绕组之间分配，因此在每个主绕组之间的电流受到由其相邻半桥桥臂 所生成的电压的影响。同样地，虽然此方法可单独地控制在单独主绕组中的电流，但是该些 电流的可控制性相对于图3(a)中所示出的拓扑受到某些限制。例如，主绕组可W成对地但 不可单独地通电。
[0111] 第二个例子；多相主绕组和次级绕组
[0112] 作为第二个例子，多个主绕组可W可选择地禪合到具有如图4(a)中所示出的多 个拾电器绕组的拾电器。图4 (a)显示参考图3化）如W上所描述的具有多个主绕组的系统。 该些与具有多个拾电器绕组（Lst，l-Lst，n+1)的单拾电器感应地禪合，所述多个拾电器绕 组（Lst，l-Lst，n+1)由单多相转换器25所控制。该种系统例如可W用来向单个车充电，例 如具有多个次线圈或拾电器线圈的公共汽车。
[0113] 本发明在此应用中提高IPT系统的功率处理能力，同时最小化耗损。n个主绕组使 用在主转换器中的n个半桥桥臂来发动，所述半桥桥臂W参考图3化）如上所述的交错方式 运行。拾电器转换器25可W与主转换器相同。可选择地，主转换器和/或拾电器转换器可 W采取对于图3(a)上述的主转换器的形式，其中不使用的主绕组/拾电器绕组可W维持不 通电。
[0114] 在拾电器转换器中的半桥桥臂的数量n相对于在主侧中的对应桥臂使用超前相 角或滞后相角优选地被驱动，W控制在主绕组和拾电器绕组的之间的功率流。带有=个主 绕组和=个拾电器绕组的该种系统的运行在W下例子中详细地讨论