输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及一种输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法，属于矩阵变换器 领域。
【背景技术】
[0002] 矩阵式变换器是一种新型交-交变换器，具有体积小、重量轻和工作寿命长的特 点，被当作目前大量应用的背靠背变换器的替代拓扑之一，在国内外被广泛研宄。矩阵变换 器系统结构如图1所示。三相电源电压通过LC滤波器接到矩阵变换器的输入侧。矩阵变 换器的拓扑结构为双级矩阵变换器，也可为传统的单级矩阵变换器。矩阵变换器的输出侧 负载可为无源负载、电机负载或其它电压源型负载。控制器采集三相输入电压和三相输出 电流，通过控制策略和调制算法的运算，产生变换器各功率开关所需的驱动信号。
[0003] 在图1所示的矩阵变换器系统中，负载一般为三相平衡负载，输出电压和电流一 般为三相正弦平衡的交流电，此时负载吸收的有功功率保持为常值。而矩阵变换器的电源 一般为公用电网，受电力系统中其它不对称负载的影响，输入三相电压一般不平衡。矩阵变 换器不包含储能元件，在实际中常采用恒定功率控制策略，以抑制输入电压不平衡对输出 性能的影响。
[0004] 在传统的恒定功率控制策略中，输入电流矢量的相角设定为输入电压矢量的相 角，从而使得输入侧功率因数始终保持为1。在这种控制方式下，输入电流的a0分量iia 和iiP为：
[0005]
[0006] 其中为输入侧有功功率给定值，由负载决定；（?「为输入侧无功功率给定值，在 传统控制方式下(?、=〇 ;uia和uiP为输入电压的a|3分量，不失一般性，可将它们的表达式 写为：
[0007]
[0008] 其中A为uia的幅值；B为uiP的幅值i为输入电压角频率；t为时间；屮为uia与uiP之间的相角差。在输入电压不平衡时，A辛B，9#〇。
[0009] 论文"矩阵变换器输入电压不平衡时输入电流谐波含量的降低"，IEEE工业电子会 干丨J，卷：45,期：3,页码：401_410，1998年6月（Reductionoftheinputcurrentharmonic contentinmatrixconvertersunderinputoutputunbalance,IEEETrans.Ind. Electron.，vol. 45,no. 3,pp. 401 - 410,Jun. 1998)，已经证明：在输入电压不平衡时，传统 控制策略会导致输入电流严重畸变，波形质量较差。设《i= 300Jr、A= 1. 0pu、B= 0. 9pu、 Pi#=l.Opu和（?〔=〇. 〇pu(其中pu表示标幺值），由式⑴产生的输入电流iia和iiP波 形如图2(a)所示，谐波分析结果分别如图2(b)和图2(c)所示。由图可知，iia和iifi的波 形畸变严重，均包含了大量的3、5、7……等奇数次谐波。
【发明内容】
[0010] 本发明提出了一种输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法，以在输入电压 不平衡时获得正弦的输入电流，提高输入电流的波形质量。
[0011] 本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
[0012] 一种输入电压不平衡时矩阵变换器的运行控制方法，包括如下步骤：
[0013] (1)采集三相输入电压uiA、uiB和uiC，通过下式所述的三相静止坐标系到两相静止 坐标系的坐标变换（Clarke坐标变换）计算出输入电压的a|3分量uia和uiP:
[0014]
[0015] (2)采用滤波器N(s)对uia的平方<、uiP的平方以及uia与uiP的乘积 uia ?Uifi分别进行滤波处理，得到信号U^七和U3，即
[0016]
[0017]
[0018] u3=N(s)uiauiP
[0019] (3)根据步骤⑵得到的Ul、ianu3，通过下面三式计算出输入电压a分量uia的 幅值A、输入电压|3分量uiP的幅值B和uia与uiP之间的相角差的正弦值sincp:
[0023](4)根据步骤（1) 一（3)获得的信号，计算出输入无功功率给定值
[0024]
[0025] 其中，为输入有功功率给定值；
[0026] (5)根据Pi'QilPuu与uifi，计算出用于调制算法实现的输入电流a0分量iia 和iifi:
[0027]
[0028] (6)结合矩阵变换器的输出侧控制，根据iia和iifi实现矩阵变换器的空间矢量调 制算法，产生各功率开关的驱动信号。
[0029] 所述步骤⑵所采用的滤波器N(s)的表达式为：
[0030]
[0031] 其中，s为微分算子；％为输入电压角频率；《p为大于2?啲正数；为大于0 的实数。
[0032] 所述步骤（4)中的输入有功功率给定值由下式计算出：
[0033] P；= 1.5(u0ai0a+u0Pi0f))
[0034] 其中，、。和Um为输出电压的a|3分量，i。。和i#为输出电流的a|3分量，u_、 U#、1。。和i。3均由常见的输出侧开环控制策略或者闭环控制策略产生。
[0035] 所述步骤（6)的具体实现步骤为：
[0036] (6-1)根据下面两式分别计算出矩阵变换器的调制比m和输入电流矢量相角
[0039]其中，Id。为直流母线电流；函数atan2(y,x)表示以坐标原点为起点，指向点（X，y) 的射线在坐标平面上与a轴正方向之间的角度；
[0040] (6-2)根据变换器的调制比m和输入电流矢量相角0 n，结合输出电压矢量相角 0W，采用矩阵变换器常用的空间矢量调制算法，产生各功率开关的驱动信号。
[0041] 所述步骤（6-1)中的直流母线电流Id。由下式计算出：
[0042]
[0043] 其中，、。和Um为输出电压的a|3分量，i。。和i#为输出电流的a|3分量，u_、 U#、1。。和i。3均由常见的输出侧开环控制策略或者闭环控制策略产生。
[0044] 所述步骤（6-2)中输出电压矢量相角0w由下式计算出：
[0045] 0 ou=atan2 (uof3,u〇a)
[0046] 其中，为输出电压的a |3分量。
[0047] 本发明的有益效果如下：
[0048] 在输入电压不平衡时，本方法能够显著降低输入电流中的谐波，获得纯正弦的三 相式波形，提高了波形质量。而且本方法不影响输出侧电压性能，也能够获得正弦平衡的三 相输出电压和电流。本方法仅需要一种滤波器，其结构简单，参数调节方便，容易实现。
【附图说明】
[0049] 图1矩阵变换器系统结构图。
[0050] 图2传统控制方式下，输入电流的波形及频谱分析：(a)iia和iifi的波形；(b)iia 的谐波分析结果；（c)iifi的谐波分析结果。
[0051] 图3本发明控制方法的框图。
[0052] 图4本发明所采用的滤波器器N(s)的频谱特性。
[0053] 图5采用本发明控制方法获得的输入电流及频谱分析：(a)iia和iifi的波形；(b) iia的谐波分析结果；（c)iifi的谐波分析结果。
【具体实施方式】
[0054] 下面结合附图对本发明创造做进一步的详细说明。
[0055] 设输入电流为纯正弦电流时，其a |3分量的表达式为：
[0056]
[0057] 其中，C为iia的幅值；q>l为iia与uia的相角差；D为iiP的幅值；屮2为iiP与 uia的相角差。此时，输入侧实际有功功率Pi为：
[0058]Pi= 1. 5(uiaiia+uiPiiP) (4)
[0059] 矩阵变换器不具有储能元件，输入侧发出的有功功率和负载吸收的有功功率相 等。当负载吸收的有功功率保持为常数P;时，输入侧实际有功功率Pi应和P^相等，即：
[0060] Pi=Pi* (5)
[0061] 经过一些繁琐但并不困难的公式推导，由