WM的与高侧开关Ql并联的泄放电阻器R的转换器的电路图。
[0043]图10A-10C示出了仅对于低侧开关Q2具有可变占空比控制的栅极驱动信号。图1OA示出了中心对齐的占空比，图1OB示出了左对齐的占空比，并且图1OC示出了右对齐的占空比。
[0044]图11示出了具有不对称的PWM的栅极驱动信号。
[0045]图12是使用电容自举(bootstrap)的半桥栅极驱动的电路图。
【具体实施方式】
[0046]图2是根据本发明的优选实施例的LLC谐振转换器的示例的示意图。图2中所示的LLC谐振转换器是优选地包括至少一个高侧开关Ql和至少一个低侧开关Q2的半桥LLC谐振转换器。优选地，高侧开关Ql和低侧开关Q2是金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。此外，图2中所示的LLC谐振转换器优选地包括串联的高侧谐振电容器Cl和低侧谐振电容器C2、谐振电感器Lrt、励磁电感器Lmt和变压器。优选地，高侧谐振电容器Cl和低侧谐振电容器C2是分裂(split)谐振电容器。具体地，可以在中等功率和高功率应用中使用分裂谐振电容器Cl和C2，以帮助减小输入电流纹波。
[0047]谐振电感器可以是分立(discrete)电感器，例如图5、6、8和9中所示的谐振电感器Lre，或者可以由变压器的漏电感创建，例如图2、5、6、8和9中所示的谐振电感器Lrt。励磁电感器可以是分立电感器，例如图5、6、8和9中所示的励磁电感器Lme，或者可以由变压器的励磁电感创建，例如图2、5、6、8和9中所示的励磁电感器Lmt。此外，谐振和励磁电感器可以分别包括分立电感器和漏电感两者，例如图5、6、8和9中所示。次级开关Q3和Q4连同输出电容器Co —起优选地定义图2中所示的LLC谐振转换器的次级侧同步整流电路。可以使用整流二极管来替代开关Q3和Q4。
[0048]在图2中的优选实施例中，以可变占空比来控制对高侧开关Ql的切换，而以完全占空比来控制对低侧开关Q2的切换。换言之，在LLC谐振转换器的启动期间仅高侧开关Ql处于PWM模式。
[0049]泄放电阻器R与低侧谐振电容器C2并联。因此，在谐振转换器启动之前，低侧开关Q2和低侧谐振电容器C2两端的初始电压接近零。因为泄放电阻器R优选地具有大电阻，所以泄放电阻器R可能不能对低侧谐振电容器C2完全放电；然而，泄放电阻器R可以将低侧谐振电容器C2放电至可接受的低电压。
[0050]当在启动时以全占空比来导通低侧开关Q2时，因为由低侧谐振电容器C2上的小初始电压而导致的应用于谐振电感器Lrt的电压小，所以没有生成大的涌入电流尖峰。当导通高侧开关Ql时，应用于谐振电感器Lrt的电压接近输入电压Vi，其导致电流的快速增加。然而，高侧开关Ql是PWM控制的，使得可以通过改变高侧开关Ql的占空比来轻易地将电流控制为可接受的电平。因此，通过在启动谐振转换器之前合理地设置初始条件，可以避免涌入电流。
[0051]因为涌入电流受该控制方案的限制，所以还可以消除高侧谐振电容器Cl和低侧谐振电容器C2上的瞬态过压问题。此外，可以实现软启动，并且可以显著减小和防止软启动的初始阶段期间的振荡。
[0052]图3A-3D是在没有泄放电阻器R的情况下图2的LLC谐振转换器的高侧PWM控制的仿真电压和电流测量的图，并且图4A-4D是在具有泄放电阻器R的情况下图2的LLC谐振转换器的高侧PWM控制的仿真电压和电流测量的图。如图3B中的图表所示，在没有泄放电阻器R的情况下，在谐振转换器的启动期间通过谐振电感器Lrt、Lre的谐振电流Ires呈现大的涌入电流尖峰。此外，如图3C中的图表所示，该大涌入电流还导致高侧谐振电容器Cl上的高电压尖峰。
[0053]如图4A-4D所示，在有泄放电阻器R的情况下，显著降低涌入电流和高侧谐振电容器Cl两端的初始电压尖峰两者，这减小了谐振转换器组件上的压力。
[0054]该控制方案的另一个优点在于，低侧开关Q2在零电压导通。因此，仅在谐振转换器的启动期间在高侧开关Ql中发生零电压切换(ZVS)损失。因此，与传统PWM方案相比减小了切换噪声。
[0055]控制方案的实施方式相对简单，原因在于高电压半桥栅极驱动器可以用于驱动高侧开关Ql和低侧开关Q2的栅极端子，以不再需要传统谐振转换器中使用的庞大的脉冲转换器。
[0056]充当由控制器IC提供的栅极驱动信号的缓存的商用高电压半桥栅极驱动IC能够驱动高侧开关Q1，原因在于使用了自举电容，图12中示出了其示例。高电压半桥栅极驱动IC通常包括以下端子:高侧电源VB、高侧输出HO、高侧地或电压偏置VS、低侧电源VCCjg侧输出LO和低侧地COM。用适当的时间间隔导通低侧开关Q2，来适当地为高侧栅极驱动器电源的自举电容器CB充电。自举电容器CB与低侧电源VCC相连，低侧电源VCC通常由辅助电源通过二极管DB以大约12瓦特供电，二极管DB防止来自输入电压Vi的高电压损坏低侧电源VCC。通过使用该结构，以全占空比导通低侧开关Q2，这允许高侧栅极驱动器电源的自举电容CB在每个循环充满电。如图12所示，低侧缓存电容器CL提供低侧输出电压缓存，并对自举电容器CB充电。低侧缓存电容器CL的电容优选地大约是自举电容器CB电容的大约10倍。
[0057]对于使用电容自举的高侧栅极驱动，低侧开关Q2优选地在高侧开关Ql之前导通，以对自举电容器CB预充电。这种布置将低侧谐振电容器C2充电到某种程度并将高侧谐振电容器Cl放电到某种程度。因此，在高侧开关Ql导通之前，高侧谐振电容器Cl两端的电压增加，这导致了较大的涌入电流。减小自举电容器的电容减小了由在高侧开关Ql导通之前的高侧谐振电容器Cl两端的电压导致的涌入电流。然而，应当仔细选择自举电容器的电容，以确保栅极驱动器的可靠操作。
[0058]根据本发明的优选实施例，如图6所示，在包括与低侧开关Q2并联的泄放电阻器R的谐振转换器中使用高侧PWM控制。根据本发明的另一个优选实施例，如图5所示，泄放电阻器R与低侧谐振电容器C2并联。泄放电阻器R优选地与低侧谐振电容器C2连接，原因在于它将在正常操作期间起较小的作用。此外，通过合适地选择泄放电阻器R可以减小正常操作期间的作用。
[0059]在图5和6中所示的谐振转换器的启动期间，以可变占空比来控制高侧开关Q1，而以完全占空比来操作低侧开关Q2。图7A-7C示出了图5和6的谐振转换器的栅极驱动波形。高侧开关Ql的高侧栅极驱动信号Vgsl和低侧开关Q2的低侧栅极驱动信号Vgs2可以是如图7A所示中心对齐的，如图7B所示左对齐的或如图7C所示右对齐的。优选地，栅极驱动信号是右对齐的，以为低侧开关Q2提供ZVS。
[0060]图5和6中所示的谐振转换器和图7A-7C中所示的栅极驱动信号降低涌入电流和高侧谐振电容器Cl两端的初始电压尖峰，以降低谐振转换器组件上的压力。
[0061]根据本发明的优选实施例，如图9所示，在包括与高侧开关Ql并联的泄放电阻器R的谐振转换器中使用高侧PWM控制。根据本发明的另一个优选实施例，如图8所示，泄放电阻器R与高侧谐振电容器Cl并联。泄放电阻器R优选地与高侧谐振电容器Cl连接，原因在于它将在正常操作期间起较小的作用。此外，通过合适地选择泄放电阻器R可以减小正常操作期间的作用。
[0062]在图8和9中所示的谐振转换器的启动期间，以可变占空比来控制低侧开关Q2，而以完全占空比来操作高侧开关Ql。图10A-10C示出了图8和9的谐振转换器的栅极驱动波形。高侧开关Ql的高侧栅极驱动信号Vgsl和低侧开关Q2的低侧栅极驱动信号Vgs2可以是如图1OA所示中心对齐的，如图1OB所示左对齐的或如图1OC所示右对齐的。优选地，栅极驱动信号是右对齐的，以为高侧开关Ql提供ZVS。
[0063]图8和9中所示的谐振转换器和图10A-10C中所示的栅极驱动信号降低涌入电流和高侧谐振电容器C2两端的初始电压尖峰，以降低谐振转换器组件上的压力。<