谐振转换器的基于磁化电流的控制的制作方法
【专利摘要】本公开涉及谐振转换器的基于磁化电流的控制，具体地描述了一种谐振转换器，其包括至少一个电源开关。至少一个电源开关的特征在于小于或等于第一阈值的非线性系数和小于或等于第二阈值的品质因数。品质因数与至少一个电源开关的导通阻抗和至少一个电源开关的输出电荷相关联。
【专利说明】
谐振转换器的基于磁化电流的控制
技术领域
[0001]本公开涉及谐振转换器领域，更具体地，涉及谐振转换器的基于磁化电流的控制。
【背景技术】
[0002]谐振电路(也称为“谐振箱”)能够使谐振转换器通过调整其电源开关的开关频率来改变其增益(例如，补偿其输入处的变化和/或负载的要求)。谐振转换器可以在大范围的开关频率上操作其电源开关来在刚好的时间处实现刚好的输出电压或电流。为了提高效率并降低功率损失，一些谐振转换器执行零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)技术。
[0003]—些谐振转换器依赖于来自谐振电路的磁化电流(例如，在LLC转换器的情况下)或负载电流(例如，在相移ZVS转换器的情况下)来对它们对应的电源开关的输出电容进行充电，从而在合理的死区时间量内实现ZVS或ZCS。磁化电流或负载电流的电平依赖于与零电压导通期间充电的电源开关相关联的输出电容的量。
[0004]通常，一些电源开关可以要求大磁化电流来执行ZVS操作。大磁化电流的使用可以使得在电源开关两端出现电压瞬变，其具有较大的变化率(dv/dt)。这些电压瞬变会引起损害并导致不想要的电容耦合，这会使得谐振转换器在不应该传送能量时传送能量(例如，从谐振转换器的初级侧向次级侧)。可选地，一些电源开关将要求最小量的负载电流来执行ZVS操作。当负载电流小于要求的最小量时，依赖负载电流对其电源开关的输出电容进行充电可抑制相移ZVS转换器在轻负载或无负载条件期间执行ZVS。
【发明内容】
[0005]通常，描述能够使谐振转换器(例如，隔离谐振转换器和非隔离谐振转换器)以提高的效率在负载条件的较宽范围内连续地维持输出电压的调节范围的技术和电路。在一个示例中，本公开的目的在于提供一种谐振转换器，其包括至少一个电源开关，其中至少一个电源开关的特征在于小于或等于第一阈值的非线性系数以及小于或等于第二阈值的品质因数。品质因数与至少一个电源开关的导通阻抗和至少一个电源开关的输出电荷相关联。
[0006]在另一示例中，本公开的目的在于提供一种包括谐振转换器的电源电路。谐振转换器包括至少一个半桥，其具有小于或等于5的有效非线性系数和小于或等于80hm*nC的品质因数。品质因数与至少一个半桥的导通阻抗和至少一个半桥的输出电荷相关联。
[0007]在另一示例中，本公开的目的在于提供一种系统，其包括被配置为提供电能的电源、控制器单元、被配置为接收电能的负载以及被配置为转换用于负载的电能的谐振转换器。谐振转换器包括被控制器单元控制的至少一个半桥。至少一个半桥具有小于或等于5的有效非线性系数以及小于或等于80hm*nC的品质因数。品质因数与至少一个半桥的导通阻抗和至少一个半桥的输出电荷相关联。
[0008]以下在附图和说明书中阐述本公开的一个或多个示例的细节。将从说明书和附图以及权利要求书中呈现本公开的其他特征、目的和优势。
【附图说明】
[0009]图1是示出包括谐振转换器以对负载供电的示例性电源系统的概念图。
[0010]图2是示出根据本公开的一个或多个方面的作为图1的谐振转换器的一个隔离转换器示例的电感器-电感器-电容器(LLC)转换器的概念图。
[0011]图3是示出根据本公开的一个或多个方面的作为图1的谐振转换器的一个附加隔离转换器示例的相移零电压开关(ZVS)转换器的概念图。
[0012]图4是示出根据本公开的一个或多个方面的作为图1的谐振转换器的一个非隔离转换器示例的三角电流模式(TCM)转换器的概念图。
[0013]图5是根据本公开的一个或多个方面的图2至图4的示例性谐振转换器的一个或多个电源开关的电压随时间的变化的曲线图。
[0014]图6是根据本公开的一个或多个方面的图2至图4的示例性谐振转换器的一个或多个电源开关的将对应输出电容(Coss)与对应漏极-源极电压(VDS)进行比较的曲线图。
[0015]图7是示出根据本公开的一个或多个方面的在零电压开关(ZVS)操作期间图2至图4的示例性谐振转换器的一个或多个电源开关的对应电荷量(Q0SS)相对于对应电压(V)的曲线图。
【具体实施方式】
[0016]图1是示出包括谐振转换器以对负载供电的示例性电源系统的框图。在图1的示例中，系统I具有多个独立和分立的部件，它们被示为电源2、谐振转换器6、负载4、控制器单元12和驱动器电路22，然而系统I可以包括附加或更少的部件。例如，电源2、谐振转换器6、负载4、控制器单元12和驱动器电路22可以是五个独立的部件(如图所示)或者可以表示提供本文所述的系统I的功能的一个或多个部件的任何组合。
[0017]电源2在链接8处输出功率形式的电能。存在电源2的多个示例，并且可以包括但不限于电力网、发电器、电源变压器、电池、太阳能面板、风力涡轮机、退行性制动系统、水力发电机或者能够为系统I提供电能的任何其他形式的电源设备。如本文所指的，电源2提供的电压为系统I的“DC链接电压”。
[0018]负载4经由链接10接收由电源2提供且由谐振转换器6转换的电能(例如，电压、电流等)。存在负载4的多种示例，并且可以包括但不限于计算设备和相关部件，诸如微处理器、电子部件、电路、膝上型计算机、桌上型计算机、平板计算机、移动电话、电池、扬声器、发光单元、汽车/船舶/航天/铁路相关部件、电机、变压器或者接收来自谐振转换器的电压或电流的任何其他类型的电设备和/或电路。
[0019]控制器单元12和驱动器电路22—起控制谐振转换器6以改变电源2和负载4之间流动的电能的量。控制器单元12可以经由链接16耦合至驱动器电路22，以向驱动器电路22发送和/或接收用于控制谐振转换器6的操作的驱动器控制信号或命令。例如，控制器单元12可以改变发送给驱动器电路22的驱动器控制信号以改变谐振转换器6的开关频率，从而增加或降低负载4处的电压。在一些示例中，控制器单元12还可以耦合至负载4和/或电源2(例如，分别经由链接18和19)以接收表示与负载4和/或电源2相关联的各种电特性(例如，电压电平、电流电平等)的信息。例如，控制器单元12可以监控与负载4和/或电源2相关联的信息，以确定何时调整以及调整多少谐振转换器6的开关频率。在一些示例中，控制器单元12可以向负载4和电源2发送信息(例如，控制信号)以控制它们各自的操作。
[0020]控制器单元12可以包括硬件、软件、固件的任何适当布置或者任何它们的组合，以执行归属于本文的控制器单元12的技术。例如，控制器单元12可以包括任何一个或多个处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或者任何其他等效的集成或分立逻辑电路以及这种部件的任何组合。当控制器单元12包括软件或固件时，控制器单元12还包括用于存储和执行软件和固件的任何需要的硬件，诸如一个或多个处理器或处理单元。一般地，处理单元可以包括一个或多个微处理器、DSP、ASIC、FPGA或者任何等效的集成或分立逻辑电路以及这些部件的任何组合。
[0021]控制器单元12可以在链接16上输出一个或多个驱动器控制信号，驱动器电路22使用其生成使得谐振转换器6的电源开关接通或断开的一个或多个栅极控制信号。例如，基于经由链接16接收的驱动器控制信号，驱动器电路22可以在链接17处生成一个或多个栅极控制信号(例如，脉宽调制[PWM]信号)，其使得谐振转换器6的一个或多个电源开关接通或断开。
[0022]在一些示例中，控制器单元12和驱动器电路22可以通过改变经由链接17提供的栅极控制信号的占空比和/或开关频率来一起改变电源2和负载4之间通过的电能量。在一些示例中，控制器单元12和驱动器电路22可以分别生成驱动和栅极控制信号，其使得谐振转换器6基于控制器单元12在电源2或负载4处检测的变化改变开关频率。例如，驱动器电路22可以接收来自控制器单元12的驱动器控制信号，其指定在控制谐振转换器6的电源开关中使用的特定占空比和/或开关频率。响应于驱动器控制信号，驱动器电路22可以生成具有由从控制器单元12接收的驱动器控制信号限定的特定占空比和/或开关频率的栅极控制信号。控制器单元12可以改变由驱动器控制信号指定的占空比和/或开关频率，并且响应于此，驱动器电路22可以类似地改变和调整在链接17处输出的栅极控制信号。以这种方式，控制器单元12和驱动器电路22可以一起使得谐振转换器6的电源开关以在适当的时间在电源2和负载4之间通过特定量的电能的这种方式进行操作。
[0023]链接8、10、16、18和20电耦合系统I的部件。8、10、16、18和20中的每一个均表示能够从一个位置向另一位置传导电能或电信号的任何有线或无线介质。链接8、10、16、18和20的示例包括但不限于物理和/或无线电传输介质，诸如电线、电轨、传导气管、双钮线等。
[0024]谐振转换器6是基于开关的电源转换器，通过在其至少一些开关循环期间在其一个或多个电源开关两端依赖零电压开关，将电源2提供的电能转换为负载4要求的电能的可用形式。开关两端的电压没有达到零伏特的情况有时被称为“准谐振”转换器。谐振转换器6的示例包括任何类型的LLC转换器、循环反相器、串联谐振半桥转换器、相移零电压开关(ZVS)转换器、谐振返驰、谐振降压、谐振升压等。谐振转换器的组包括两个不同的子组，第一子组是包括变压器的转换器的集合。包括变压器的谐振转换器在本文被称为隔离谐振转换器。第二子组是不包括变压器的转换器的集合。不包括变压器的谐振转换器在本文被称为非隔离谐振转换器。
[0025]通过定义，隔离谐振转换器6包括变压器和谐振电路(本文也称为“谐振箱”)，在电荷被释放给变压器的次级绕组并提供给负载之前对变压器的初级绕组进行充电。谐振电路能够使谐振转换器6与谐振电路定义的谐振一致地将其电源开关接通或断开(例如，在谐振电压经过零的点处接通或断开以降低功率损失)。以这种方式，当对初级绕组进行充电时，谐振电路能够使谐振转换器6更好地执行零电压开关(ZVS)。
[0026]与隔离谐振转换器相反，非隔离谐振转换器不包括变压器。例如，通过至少以第一操作模式从负载4向电源2回传能量同时以不同于第一操作模式的至少一个操作模式从电源向负载传输能量来实现零电压开关。这类转换器的示例是三角电流模式升压或谐振降压转换器。
[0027]如本文所使用的，ZVS和ZCS表示被电源转换器用于通过在要求最少量的能量使电源开关接通或断开时接通或断开电源开关而消耗较少能量来提高效率的技术。为了执行ZVS，当电源开关两端的电压处于最小电压(例如，零伏特)或最小电压附近时，电源转换器可以使电源开关接通。为了执行ZCS，当通过电源开关的电流处于最小电流(例如，零安培)或最小电流附近时或者改变其电流流动方向(例如，通过导通其主体二极管)时，电源转换器可以使电源开关接通或断开。
[0028]当通过预测性地接通电源开关来对初级绕组进行充电时，谐振电路能够使谐振转换器6更好地执行ZVS或ZCS，以对初级绕组进行充电。因此，谐振电路可以使谐振转换器6依赖于其电源开关的可变开关频率。即，不需要固定开关频率，而是开关频率可以改变以补偿输入、负载的要求或其他因素的变化。
[0029]一些谐振转换器被要求在电源转换处理期间具有总体高程度的效率并消耗较少能量。一些谐振转换器将通过执行ZVS和ZCS技术来实现更好的效率，以使要求执行开关操作的能量的量最小化。在一些示例中，谐振转换器将通过执行快速的开关操作(例如，花费较少的时间来接通和/或断开)和通过尽可能少量的死区时间进行操作来实现更好的效率。此外，在一些示例中，谐振转换器可以通过使与谐振电路相关联的磁化电流最小化和/或使用于在ZVS期间对其电源开关的输出电容进行充电的充电电流最小化来实现更好的效率。
[0030]除提高的效率之外，一些系统将要求谐振转换器能够在大范围的开关频率内进行操作。作为输入电压或者负载的电压或电流要求改变(例如，从高负载条件变为轻负载或无负载条件、短路、启动或任何其他类型的负载变化)，谐振转换器可以以更高或更低的开关频率控制它们对应的电源开关，以调节它们对应的输出并补偿变化。在一些示例中，谐振转换器可以采用它们的电源开关的开关频率来补偿其他类型的变化(例如，可听噪声或其他类型的改变)。为了支持范围尽可能宽的开关频率，这些系统可以要求与它们对应的电源开关相关联的电压摆幅(dv/dt)具有窄带的电压变化率(dv/dt值)，因此具有相对容易过滤的EMI频谱。
[0031]—些谐振转换器被要求使用较少量或更小的充电或谐振箱电流进行操作。例如，一些谐振转换器可以使用根据充电时的电压(例如，具有恒定或基本恒定的充电电流、三角充电电流或其他类型的充电电流)具有相对较强的非线性输出电容(Coss)的电源开关。
[0032]例如，考虑谐振转换器使用超结MOSFET型电源开关;这些类型的谐振转换器可以具有降低的效率并经受电压瞬变，引起辐射或传导EMI的宽频谱。关于效率，电源开关的特征在于根据电压的相对较强、非线性的输出电容将要求充电电流处于相当高的电平以在合理的死区时间量内实现零电压接通。通过要求较高电平的充电电流，通过谐振转换器的谐振箱要求更多的能量或者更多量的能量需要从负载传送回电源。例如，当电源开关两端的电压落到五伏特以下时，超结MOSFET型电源开关的输出电容可以处于一万皮法的等级。谐振转换器的谐振电路可以被要求使用近似2mps的磁化电流，来对超结MOSFET型电源开关的输出电容进行充电，从而在150纳秒下保持零电压瞬变。
[0033]进一步关于效率，较大的充电电流还可以抑制特定的ZVS操作并使得谐振转换器较低效率地进行操作。例如，由于要求较大的充电电流，相移ZVS型转换器不能在轻负载或无负载条件下执行ZVS。这是因为用于执行ZVS的充电电流源于负载电流。在零负载或者甚至轻负载条件下，负载不提供充分的电流来对电源开关的大输出电容进行充电并执行ZVS操作。如此，这些类型的转换器不能如轻负载或无负载条件一样有效进行操作。
[0034]此外，不仅较大的充电电流降低了谐振转换器的效率，而且较大的充电电流(例如，当源于与谐振电路相关联的大磁化电流时)可引起电压瞬变，在电源开关两端就有大的变化率(dv/dt)并且引起大范围的电压变化率(dv/dt值)的电磁干扰，因此具有EMI频谱，这是相对不容易过滤的。具有大变化率的高电压瞬变可引起驱动器的共模瞬变免疫能力(CMTI)发生故障和/或触发与谐振转换器的各种寄生元件相关联的不期望的振荡。此外，由于瞬变可出现在大范围的电压变化率(例如，dv/dt值)上并因此具有相对不容易过滤的EMI频谱，所以瞬变在一些情况下限制了谐振转换器的开关频率的可操作范围。
[0035]此外，这些瞬变会产生与谐振转换器的各种寄生元件相关联的不期望的振荡。不希望的振荡可引起谐振转换器的两个或多个部件之间的电容耦合。例如，由于瞬变引起的不期望的振荡会引起初级侧电源开关、变压器和次级侧电源开关之间、谐振转换器和公共低电位(例如，地)之间、谐振转换器的初级和次级侧之间等的电容耦合。这些不期望的振荡会使得谐振转换器在不应该传送能量的时候传送能量(例如，从谐振转换器的初级侧到次级侧)。因此，由瞬变引起的不期望的振荡会使得谐振转换器违反其输出电压的调节范围。
[0036]—些谐振转换器试图通过连接电源开关两端的固定电容(例如，诸如电容器的电容元件)作为根据电压部分地补偿其较大、非线性的输出电容的方式来使寄生元件的不期望的振荡最小化。然而，这种解决方案要求甚至更大量的充电电流来对电源开关的输出电容进行充电和/或要求甚至更多的死区时间来执行零电压转换。其他谐振转换器可以通过在轻负载或无负载条件期间以升压模式进行操作来使寄生元件的不期望的振荡最小化。然而，操作升压模式会增加电源开关的主体二极管经历硬式整流事件的机会，因为当新系列的升压模式脉冲开始时，有时谐振箱或者从负载到电源的能量传送会使得电流流过一个电源开关的主体二极管同时同一半桥中的另一个刚好接通。
[0037]根据本公开的电路和技术，示例性谐振转换器(诸如谐振转换器6)可以提高的效率连续地保持其输出电压的调节范围，同时执行ZVS和/或ZCS技术，即使在轻负载或无负载条件下。示例性谐振转换器利用特定的器件作为电源开关，其具有能够使示例性谐振转换器进行以下操作的特定属性:在窄带的电压变化率(dv/dt值)内执行电压转换，因此具有EMI频谱，其相对容易过滤，具有较短的死区时间并实现高效率。不同于经历或必须保护不受与根据电压具有较大的非线性输出电容的电源开关相关联的前述缺陷(例如，较大的充电电流、降低的效率、电压转变、寄生振荡等)引线的其他谐振转换器，示例性谐振转换器不仅保护不受上述缺陷的影响，而且还更有效且在大范围的负载条件下进行操作。
[0038]如参照附加附图(例如，图2和图3)所详细描述的，本文描述的示例性谐振转换器依赖于被用作电源开关的器件，当进行组合时(例如，布置在半桥或全桥[H桥]中)，具有低的、非常线性的输出电容以及非常低的输出电容电荷(Q0SS)(例如，半桥或H桥的开关模式)。如此，当谐振转换器6为LLC型谐振转换器时，谐振转换器6可利用较低的磁化电流来对它们对应的电源开关的输出电容进行充电以在合理的死区时间量内实现ZVS或ZCS，以及当谐振转换器6是相移ZVS型谐振转换器时，谐振转换器6甚至在轻负载条件下可以保持ZVS操作。如果谐振转换器6是三角电流模式升压转换器，则谐振转换器6可以以非常高的开关频率且以非常良好的效率进行操作，同时仅要求从负载传送回的相对较低量的能量来执行电源开关的ZVS操作。
[0039]图2是示出根据本公开的一个或多个方面的作为图1的谐振转换器6的一个示例的电感器-电感器-电容器(LLC)转换器6A的概念图。以下在图1的系统I的条件下描述图2。
[0040]LLC转换器6A(简称为“转换器6A”)包括变压器34，其分离转换器6A的初级侧和次级侧。转换器6A的初级侧包括变压器34的初级侧绕组和开关电路21A。开关电路21A包括关于开关节点32以半桥结构布置的电源开关24A和24B(统称为“电源开关24”)。电源开关24A是高侧开关而电源开关24B是低侧开关。开关电路21的输入端被布置在链接8A和SB之间以接收由电源2提供的DC链接电压。
[0041 ]转换器6A的初级侧还包括谐振电路31，其由电容元件27以及电感元件28和30组成。开关电路21A的输出对应于开关节点32并且耦合至谐振电路31的输入。作为操作的结果，当将电源开关24从第一电压转换为第二电压时，谐振电路31对电源开关24的输出电容进行充电。
[0042]变压器34包括具有中心抽头的次级绕组，这导致两个次级绕组部分。第一和第二次级绕组部分均与初级绕组电感耦合。谐振转换器6A的次级侧包括变压器34的次级侧绕组、电容元件40以及整流元件36A和36B(统称为“同步整流36” )。
[0043]控制器单元12和驱动器电路22通过在链接17A-17D两端提供栅极控制信号来控制电源开关24和整流元件36。来自电源2的DC链接电压在链接8A和8B处出现在电源开关24两端。转换器6A在链接1A和1B处提供电容元件40两端的输出电压。
[0044]当电源开关24A和24B在零伏特处接通时，LLC转换器6A被配置为通过利用由谐振电路31生成的磁化电流对电源开关24A和24B的输出电容进行充电在电源转换操作期间执行ZVS以提高其效率。如此，为了尽可能有效地进行操作，LLC转换器6A利用尽可能低的磁化电流进行操作。为了实现这种提高的效率，LLC转换器6A依赖于电源开关24，其具有能够使LLC转换器6A利用尽可能低的磁化电流进行操作的特定属性而不引入死区时间并且不引起可变开关频率的范围。电源开关24的这些属性能够使谐振电路31使用低于正常的磁化电流对电源开关24的输出电容进行充电，如下所述，除了与电源开关24的导通阻抗(Rds-on)和输出电荷(Qoss)的乘积相关联的可量化的低品质因数(FoM)之外，电源开关24的属性导致与电源开关24相关联的可量化的低效率非线性系数。
[0045]与一个或多个电源开关(诸如电源开关24)相关联的有效非线性系数(NLC)在本文被定义为电源开关两端的电压的函数。与完全(即，100%)线性的转换相比，有效NLC将电源开关两端的电压转换的偏移量(dv/dt)定义为一个或多个电源开关两端的电压在第一和第二电压之间转换。通过EQl给出作为电源开关两端的电压的函数NLC(V)的该有效非线性系数:
[0046]NLC(V) = [Coss(V)+Coss(Vhigh)]/2*Coss(Vmid)EQ.1
[0047]例如，考虑Coss(V)是作为电源开关24两端(例如，链接8A和SB之间)的电压的函数的电容。Vhigh和Vmid均依赖于电源开关的额定“阻断电压”或“击穿电压”，并且由EQ.2和3定义:
[0048]Vhigh= 2/3*BVdss-V EQ.2
[0049]Vmid = 1/3*BVdss EQ.3
[0050]与电源开关24相关联的两个输入电容(Coss)的总和也被称为电源开关24的“有效输出电容”(从开关节点32看)并且被定义为C0SS(V)+C0SS(VHIGH)。与电源开关24相关联的有效输出电容Coss(V)+Coss(VHICH)是通过谐振电路31生成的磁化电流进行充电的电容以将电源开关24从第一电压转换为第二电压。将电源开关24的有效输出电容标准化为电容的最低总和2*Coss (Vmid)表不电源开关24两端的电压转换源于完美线性的电压转换的偏移量的直接指不符。
[0051]例如，考虑电源开关24的阻断能力BVdss为六百伏特(600V)的示例。通过等式EQ.4定义十伏特下电源开关24的非线性系数。
[0052]NLC(10V) = [Coss(10V)+Coss(390V)]/2*Coss(200V)EQ.4
[0053]如果10伏特下的NLC等于2，则1V下的电源开关24的有效输出电容比两百伏特下的电源开关24的NLV大两倍。因此，1V电压施加于一个电源开关24在开关节点处的电压变化率(dv/dt)比200V的情况低两倍。因此，如本文所使用的，一个或多个电源开关的NLC与沿着从第一电压到第二电压的电源开关的转换的电压变化率的频谱直接相关，因此根据第一电压和第二电压之间的完美线性转换得到偏移的直接指示符。换句话说，电源开关的NLC分别表示开关节点32或33A/B处的开关(例如，当以半桥布置时的两个开关)的组合输出电容(Coss)的非线性。
[0054]用于谐振转换器的具有尤其良好能力的电源器件应该在它们大范围的阻断能力内提供非常低的非线性系数。例如，对于600V器件，建议非线性系数低于5，至少在20V和200V之间(由于等式I的对称定义，这与20V和380V的电压范围对应)。甚至更好的是，器件在1V和200V之间提供低的非线性系数，分别对应1V和390V的电压范围。通常，根据等式3中中压的定义，非线性系数应该低于第一阈值，从中压Vmid的至少20%到100%。在另一实施例中，非线性系数应该低于第一阈值，从中压Vmid的至少10%到100%。
[0055]因此，通过使用分别具有非常低的NLC的单独电源开关或者通过使用一起具有非常低的NLC的电源开关的组合(例如，只要输出电容的总和表现出较小变化即可)，LLC转换器6A可以通过降低需要对其电源开关的输出电容进行充电的所需磁化电流来提高其效率。一些应用可以要求LLC转换器6A具有与电源开关24相关联的有效NLC，其小于或等于5。其他应用可以要求LLC转换器6A具有与电源开关24相关联的有效NLC，其小于或等于3。又一些其他应用可以要求LLC转换器6A具有与电源开关24相关联的有效NLC，其小于或等于2。通常，应用应该使用较低的NLC系数用于其开关，从而增加开关频率并减小EMI滤波器的尺寸。例如，10kHz下的示例性LLC转换器可以以5的NLC进行操作，而示例性TCM升压转换器可以利用小于3的NLC以IMHz进行操作。不同的示例性TCM升压转换器可以以3MHz进行操作，并且通过依靠非常小档位的滤波器类型的EMI滤波器，可以要求小于2的NLC。
[0056]如以下参照附加附图(例如，图5至图7)所描述的，为了实现5、3甚至2的有效NLC，LLC转换器6A可以使用基于宽带隙(例如，氮化镓(GaN)高电子迀移率晶体管(HEMT)技术)的电源开关24。虽然其他LLC转换器依赖于具有30甚至100级别的有效NLC的MOSFET或超结MOSFET，但LLC转换器6A可使用宽带隙HEMT器件(诸如GaN HEMT器件)作为电源开关24，并且可以在10伏特下实现1.44的有效NLC。
[0057]正如与电源开关24相关联的可量化低有效NLC在电源开关24从第一到第二电压的转换期间导致电压变化率(dv/dt)的低频谱并因此产生相对容易过滤的EMI频谱(辐射和/或传导EMI频谱)，与电源开关24的导通阻抗(RDS—cm)(例如，在25摄氏度下)与输出电荷(Q0SS)的乘积相关联的可量化的低品质因数(FoM)能够使LLC转换器6A使用较低的磁化电流来对电源开关24的输出电容充电。类似于电源开关24的有效NLC，与RDS-QN*Qoss相关联的FoM还是电压的函数。Qoss(V)被定义为从O伏到V的Coss(V)的积分。通常，FoM越低越好。一些应用可以具有小于100hm*nC的与Rds-qn*Qoss相关联的FoM。一些应用可以具有小于60hm*nC的与Rds-qn*Qoss相关联的FoM。以及一些应用可以具有小于30hm*nC的与Rds-qn*Qoss相关联的FoM。
[0058]以这种方式，LLC转换器6A可以依赖于特定器件来用作具有低的有效NLC和与RDS-QN*Q0SS相关联的低FoM的电源开关24，以通过以尽可能低的磁化电流进行操作实现更好的性能，而不引入显著量的死区时间，并且在开关节点处具有窄带的电压变化率并由此产生相对容易过滤的EMI频谱。LLC转换器6A可以实现更好的性能而不经受当使用特性为较大非线性的输出电容的超结MOSFET或其他类型的MOSFET时其他谐振转换器经历的缺陷(例如，要求较大的充电电流、降低的效率、电压瞬变、寄生振荡等)。
[0059]图3是示出根据本公开的一个或多个方面的作为图1的谐振转换器6的一个示例的相移零电压开关(ZVS)转换器6B的概念图。以下在图1的系统I的条件下描述图3。
[0060]相移ZVS转换器6B(简称为“转换器6B”)的初级侧包括开关电路21B，其包括两个半桥，每一个都包括高侧电源开关25A、25C和低侧电源开关25B、25C(统称为“电源开关25”)，它们在链接8A和8B处的对应输入端处连接用于接收来自电源2的DC链接电压。具有电感存储元件29和变压器34的初级绕组的串联电路在节点33A和33B处连接在两个半桥的输出端之间。
[0061 ]整流器电路37包括具有电感存储元件41和电容存储元件40的串联电路。变压器34的第一次级绕组部分通过第一整流器元件38A耦合至该串联电路41、40，并且变压器34的第二次级绕组部分通过第二整流器元件38B耦合至该串联电路41、40。第三整流器元件38C与具有电感存储元件41和电容存储元件40的串联电路并联连接。具体地，电感存储元件41通过第一整流器元件38A连接至第一次级绕组部分并且通过第二整流器元件38B连接至第二次级绕组部分。变压器34的次级绕组的中心抽头连接至电容存储元件40的与电感存储元件41相对的电路节点和链接1B，并且电感存储元件41和电容存储元件40在链接1A处耦合到一起。
[0062]控制器单元12和驱动器电路22通过在链接17A-17G两端提供栅极控制信号来控制电源开关25和整流器元件38。来自电源2的DC链接电压在链接8A和8B处出现在电源开关25两端。转换器6B在链接1A和1B处在电容元件40两端提供输出电压。根据包括四个不同阶段的具体驱动方案，半桥的电源开关25通过来自驱动器电路22的栅极信号(其依赖于从控制器单元12接收的驱动器控制信号)循环地接通和断开。
[0063]在第一阶段中，第二半桥的高侧开关25C和第一半桥的低侧开关25B断开而第一半桥的高侧开关25A和第二半桥的低侧开关25D接通。因此，电流Ia流过第一电感存储元件29和变压器34的初级绕组。当链接8A和8B两端的DC链接电压具有图3所示的极性时，对应的次级绕组部分两端的电压Va和Vb具有如图3所示的极性。第一次级绕组部分两端的电压Va使得电流Ib流过第一整流器元件38A、第二电感存储元件41和电容存储元件40，而第二整流器元件38B阻断。
[0064]在第二阶段中，第一半桥的低侧开关25B断开且第二半桥的高侧开关25C断开，而第一半桥的高侧开关25A接通。在第一阶段中接通的开关25D在第二阶段的开始处断开。与初级侧负载电流相关联的存储在磁性元件29中的能量以及与次级侧负载电流相关联的存储在磁性元件41中的能量将开关25D的输出电容从OV充电到DC链接电压，并且将开关25C的输出电容从DC链接电压放电到0V。一旦开关25C实现零电压开关，开关25C就接通。这会是非常短的时间，其中对开关25C的输出电容进行放电的电流流过开关25C的主体二极管。
[0065]在第二阶段中，一旦开关25C接通，变压器34的初级绕组两端的电压以及变压器34的次级绕组部分两端的电压Va和Vb就达到零。通过电感存储元件41的电流Ib可以继续流动，其中整流器元件38C接管流过电感存储元件41和电容存储元件40的电流(S卩，连续电流模式操作)。
[0066]在第三阶段的开始，开关25A断开;存储在磁性元件29中的能量将开关25A的输出电容从OV充电到DC链接电压，并且将开关25B的输出电容从DC链接电压放电到0V。一旦开关25B达到ZVS条件，其就被接通。变压器34的次级绕组部分两端的电压Va和Vb具有与图3所示相反的极性。在这种情况下，电流Ic流过耦合至整流器元件38B的变压器34的第二次级绕组部分，流过整流器元件38B，流过电感存储元件41和电容存储元件40。
[0067]在第四阶段中，第一半桥的低侧开关25B接通，并且第二半桥的高侧开关25C断开。电流在正向上流过开关25B并在逆向上流过开关25D。变压器34的初级绕组两端的电压以及变压器34的次级绕组部分两端的电压Va和Vb下降到零。通过电感存储元件41和电容存储元件40的电流持续流动，其中整流器元件38B提供用于该电流的电流路径。
[0068]根据一个实施例，接通和断开电源开关25的定时为使得至少一些电源开关25在对应开关两端的电压为零时接通和/或断开。在一些示例中，链接1A处离开转换器6B的输出电流可以被控制以调节电容元件40两端的输出电压(在主DC/DC转换器中)，或者调节链接8A和8B之间的DC链接电压(在从DC/DC转换器中)。可以通过调整上述驱动方案的第一和第三阶段的持续时间来调节输出电流(例如，增加这些持续时间可以使得增加输出电流)。
[0069]转换器6B被配置为:当电源开关25在零伏特接通时，执行ZVS以在电源转换操作期间通过利用来自链接1A和1B处的负载4的负载电流对电源开关25的输出电容进行充电来提高其效率。如此，为了尽可能有效地操作，转换器6B利用对接通的那些电源开关25的输出电容进行充电所需的最小负载电流进行操作。不幸的是，在零负载或轻负载条件期间，负载电流不足以对电源开关25的输出电容充电，导致利用转换器6B不能进行ZVS的状况。
[0070]为了在负载电流较小的条件期间实现ZVS，转换器6B依赖于电源开关25的组合，其具有非常低的有效NLC、与电源开关24的导通阻抗(Rds-on)和输出电荷(Qoss)的乘积相关联的低品质因数(FoM)并且还具有与Rds-cin和输出能量(Eo s s)乘积相关联的低FoM。电源开关的Eoss (V)被定义为从零伏到V的Coss*V的积分。
[0071]如下面参照附加附图(例如，图5至图7)所描述的并且如转换器6A，为了实现5、3甚至2的有效NLC，转换器6B可以使用基于宽带隙(例如，氮化镓[GaN]高电子迀移率晶体管(HEMT)技术)的电源开关25。虽然其他谐振转换器依赖于具有30或甚至100的有效NLC的MOSFET或超结MOSFET，但转换器6B可使用GaN HEMT器件作为电源开关25并且可以在10伏特实现1.44的有效1(:。
[0072]以这种方式，转换器6B可以依赖特定器件来用作电源开关25，其具有低有效NLC、与Rds-QN*QoSS相关联的低FoM以及与Rds—QN*EoSS相关联的低FoM，以能够使转换器6B通过即使以非常小的负载电流(诸如全负载条件所要求的电流电平的20%)执行ZVS也可以实现更好的性能，而不引入显著量的死区时间，并且在开关节点处具有非常窄带的电压变化率并因此掺杂相对容易过滤的EMI频谱。例如，在一些应用中，转换器6B可以具有与Ron*Eoss相关联的小于0.70hm*yJ的FoM、与Rds-qn*Qoss相关联的小于70hm*nC的FoM以及小于5的NLC。转换器6B可以实现更好的性能而不经受使用特征在于大的非线性输出电容的超结MOSFET或其他类型的MOSFET时(例如，以恒定的充电电流进行充电时)其他谐振转换器经历的缺陷(例如，要求较大的充电电流、降低的效率、电压瞬变、寄生振荡等)。
[0073]图4是示出根据本发明的一个或多个方面的作为图1的谐振转换器6的一个非隔离转换器示例的三角电流模式(TCM)转换器6C的概念图。作为TCM升压转换器，谐振转换器6C可以以非常高的开关频率且以非常良好的效率进行操作，同时仅要求从负载4传送回相对较少量的能量以执行ZVS。
[0074]TCM转换器6C包括电容存储元件40、电感元件47和电源开关26A-26D。电源开关26A和26B表示以高开关频率操作ZVS的半桥48A。电源开关26C和26D表示以“干线”的相同频率(例如，从电源2传输的交流电(AC)的振荡频率)进行操作的半桥48B ο TCM转换器6C是非隔离转换器，因为TCM转换器6不包括变压器或者将链接8处的电源2与链接10处的负载4电隔离的任何其他隔离部件。与包括变压器不同，TCM转换器6C依赖于电源开关26A至26D的精确控制以开始并停止电源2和负载4之间的能量传送。
[0075]电源开关26A-26D被布置为将来自电源2的能量传送至电容存储元件40，因为电源2在链接10处提供电流脉冲。控制器单元12在链接17上发送栅极信号以控制电源开关26A和26B，使得电荷在电容存储元件40处加强。控制器单元12在链接17上发送栅极信号以控制电源开关26C和26D，以与开关26C和26D中存在的二极管并行地执行同步整流技术。例如，在操作中，通过电感元件47的电流可以以三角波形增加和减小。例如，在节点8A和SB之间的正电压处，接通开关26B将使得通过电感元件47的电流增加；电流将返回通过开关26D。断开开关26B将降低开关26A两端的电压直到电流被开关26B的二极管接管为止。在该点之后，在开关26A的通道可以接通，由此实现全零电压开关并执行同步整流操作。电感元件47现在针对电容元件40两端的电压进行工作并对其进行充电。电流将降低。一旦电流减小到零以下，开关26A的二极管就将停止传导；电流整体流过开关26A的通道。在电流降低到给定阈值时断开开关26A将允许在接通之前开关26B两端的电压的放电。因此，通过在至少一个操作模式中依赖于从电容元件40到电源12的能量传送，帮助实现开关26A的零电压开关并由此以较高的效率操作转换器。
[0076]类似于转换器6B，转换器6C被配置为在电源转换操作期间通过利用来自链接1A和1B处的负载4的负载电流对电源开关26A和26B的输出电容进行充电来执行ZVS，从而提高其效率。如此，为了尽可能有效地操作，转换器6C利用对接通的那些电源开关26的输出电容进行充电所要求的最小负载电流进行操作。
[0077]为了利用从负载返回到电源的较小的负电流实现ZVS以及为了利用窄频谱的dv/dt值实现电压转变，转换器6C依赖于电源开关26的组合，它们一起具有非常低的有效NLC、与电源开关26的导通阻抗(Rds-qn)和输出电荷(Qoss)的乘积相关联的低品质因数(FoM)。如以下参照附加附图(例如图5至图7)所描述的并且正如转换器6A和6B，为了实现5、3甚至2的有效NLC，转换器6C可使用基于宽带隙(例如，氮化镓[GaN]高电子迀移率晶体管(HEMT)技术)的电源开关26。虽然其他谐振转换器依赖于30甚至100等级的有效NLC，但转换器6C可使用GaN HEMT器件作为电源开关26，并且可以在10伏特下实现1.44的有效NLC。
[0078]以这种方式，转换器6C可以依赖于特定的器件用作具有较低的有效NLC、与Rds—0N*Qoss相关联的低FoM的电源开关26，以通过利用来自负载的非常少量的负电流执行ZVS实现更好的性能，而不引入显著量的死区时间，并且在开关节点处具有非常窄带的电压变化率，并因此掺杂相对容易过滤的EMI频谱。例如，在一些应用中，转换器6C可以具有与Rds—qn*Qoss相关联的小于70hm*nC的FoM、以及小于5的NLC。转换器6C可以实现更好的性能而不经受当使用特征在于较大的非线性输出电容的超结MOSFET或其他类型的MOSFET时(例如，利用恒定的充电电流进行充电时)其他谐振转换器经历的缺陷(例如，要求较大的充电电流、降低的效率、电压瞬变、寄生振荡等)。
[0079]图5至图7示出了宽带隙技术HEMT器件(诸如GaN型器件)如何可具有在谐振转换器中使用时的特定器件属性，可以为谐振转换器提供实现近似优化的转换器属性的方式。图5是示出根据本公开一个或多个方面的图2、图3和图4的谐振转换器6A-6C的一个或多个电源开关24和25的电压随时间的变化(dv/dt)的曲线图。曲线53-57示出了与曲线52中示为比较的具有dv/dt的恒定值的纯线性转换不同类型的电源开关技术相关联的偏移的幅度。曲线52示出了从400到O的电压变化。电压转变具有单斜率和dv/dt的恒定值，如此不太可能在谐振转换器的寄生元件中引起不期望的振荡。其使得可以以相对较少的努力来过滤EMI频谱。
[0080]曲线54是在产生1.00hm*mm2的导通阻抗*面积的品质因素同时利用1.5安培的充电电流进行充电的技术节点上制造的超结MOSFET的电压转变。曲线55是曲线54所示超结MOSFET的电压转变，其另外具有并联的220皮法(pF)的电容器并且以1.5安培的充电电流进行充电。曲线56是在产生2.40hm*mm2的导通阻抗*面积的品质因数同时以1.5安培的充电电流进行充电的技术节点上制造的超结MOSFET的电压转变。曲线57是曲线56所示超结MOSFET的电压转变，其另外具有并联的220皮法(pF)的电容器并且以1.5安培的充电电流进行充电。如上所述，超结器件具有非常高的NLC值，这导致陡峭的电压转变;较大值的NLC的效果可以通过添加并联电容器来补偿。然而，并联添加电容器要求相对较大的充电电流并要求相对较长的延迟时间。
[0081 ]最后，曲线53是根据本公开的一个或多个方面的与电源开关相关联的电压转变。曲线53示出了在1V处具有2以下的NLC因数、在仅0.3A的充电电流下低于100hm*nC的品质因数RDSon*Qoss的器件，因此需要曲线54-57中的其他MOSFET所要求的充电电流的五分之
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[0082]诸如GaN的新材料系统和诸如横向高电子迀移率晶体管的器件概念能够使本文所述的电源器件针对具有窄带的电压变化率并要求非常低的充电电流的谐振转换器具有近似理想的解决方案。此外，电压转变的斜率可以精确地通过充电电流的量来控制。换句话说，如果系统需要实现给定的电压转变斜率，由于非常低的NCL值，系统就可以通过设置磁化电流的对应电平来设置电压变化率的期望值。在非隔离谐振转换器(诸如TCM升压转换器)的情况下，充电电流的三角波形仍然可以与其他电源MOSFET相比产生显著低的电压变化率的频谱。转变包含非常窄带的电压变化率(dv/dt值)并因此具有相对容易过滤的EMI频
4並L曰O
[0083]图6是根据本公开的一个或多个方面的图2、图3和图4的谐振转换器6A-6C的一个或多个电源开关24和25的将对应的输出电容(Coss)与对应的漏极-源极电压(VDS)进行比较的曲线图。曲线62表示根据本公开一个或多个方面的电源开关的Coss(V)，以及曲线64和66分别表示具有1.00hm*mm2和2.40hm*mm2的FoM RDSon*面积的超结MOSFET的Coss(V)。
[0084]如图6所示，具有在曲线62中绘制的典型电容曲线的电源开关具有显著较低的电容，尤其在低电压下，并且具有非常低的NLC。值得注意的是，良好非线性系数的概念不是必须要求电容曲线在宽的电压范围内基本恒定。然而，两个电容(每一个均处于在上面的等式I至3中定义的电压电平)的总和为本公开中阐述的谐振转换器定义给定器件技术的倾向。
[0085]虽然通常GaN器件可导致存储在输出电容中的电荷减少，但需要特别注意来创建器件，即使使用GaN，也如等式I中定义的具有非常低的NLC。例如在共源共栅配置中使用常开型GaN HEMT会在低电压(例如，OV和1V之间)添加大量的电容。半桥的开关节点处得到的有效电容曲线因此具有OV和1V之间和390V和400V之间的显著电容峰值(例如，如果具有从400V DC链接操作的转换器)。非线性系数因此劣化，即使GaN HEMT的基础技术在本公开的条件下已经提供了优势。因此，建议使用常关型GaN HEMT器件，对特性电容曲线特别注意以实现低非线性系数和良好的FoM导通阻抗乘以输出电容的电荷(Ron*Qoss)。
[0086]图7是示出根据本公开一个或多个方面的ZVS操作期间的图2、图3和图4的谐振转换器6A-6C的一个或多个电源开关24和25的对应电荷量(Qoss)相对于对应电压(V)的曲线图。曲线72表示根据本公开一个或多个方面的电源开关的Qoss(V)，以及曲线74表示利用产生1.0OhnAnm2的导通阻抗*面积的品质因数的超结技术制造的MOSFET的Qoss(V)。具有存储在输出电容中的低电荷的电源MOSFET在给定的充电电荷下允许相对较短的死区时间或者可选地在给定的死区时间下允许相对较少量的充电电流。这允许降低与谐振转换器的谐振箱相关联的传导损失或者减少要求从负载提供给电源的能量以实现零电压开关。因此，提高了尤其在轻负载条件下的转换器的效率。
[0087]条款1.一种谐振转换器包括:至少一个电源开关，其中至少一个电源开关的特征在于小于或等于第一阈值的非线性系数以及小于或等于第二阈值的品质因数，该品质因数与至少一个电源开关的导通电阻和至少一个电源开关的输出电荷相关联。
[0088]条款2.根据条款I所述的谐振转换器，其中谐振转换器包括不包括变压器的非隔离谐振转换器。
[0089]条款3.根据条款1-2中任一项所述的谐振转换器，其中谐振转换器包括包含变压器的隔离谐振转换器。
[0090]条款4.根据条款1-3中任一项所述的谐振转换器，其中至少一个电源开关是常断型氮化镓(GaN)高电子迀移率晶体管(HEMT)。
[0091]条款5.根据条款1-4中任一项所述的谐振转换器，其中当至少一个电源开关阻断在至少一个电源开关的中压的近似百分之十到百分之百之间的电压时，非线性系数小于或等于第一阈值，中压是至少一个电源开关的额定阻断电压的三分之一。
[0092]条款6.根据条款1-5中任一项所述的谐振转换器，其中当至少一个电源开关阻断在至少一个电源开关的中压的近似百分之二十至百分之百之间的电压时，非线性系数小于或等于第一阈值，中压是至少一个电源开关的额定阻断电压的三分之一。
[0093]条款7.根据条款1-6中任一项所述的谐振转换器，其中第一阈值等于5。
[0094]条款8.根据条款7所述的谐振转换器，其中第一阈值等于3。
[0095]条款9.根据条款8所述的谐振转换器，其中第一阈值等于2。
[0096]条款1.根据条款1-9中任一项所述的谐振转换器，其中第二阈值等于80hm*nC。[0097 ]条款11.根据条款I至1中任一项所述的谐振转换器，其中第二阈值等于60hm*nC。
[0098]条款12.根据条款1-11中任一项所述的谐振转换器，其中谐振转换器是电感器-电感器-电容器(LLC)类型的谐振转换器。
[0099]条款13.根据条款1-12中任一项所述的谐振转换器，其中谐振转换器是相移零电压开关类型的谐振转换器。
[0100]条款14.根据条款1-13中任一项所述的谐振转换器，其中谐振转换器是三角电流模式(TCM)类型的谐振转换器。
[0101]条款15.根据条款I至14中任一项所述的谐振转换器，其中品质因数是第一品质因数，并且至少一个电源开关的特征进一步在于小于或等于第三阈值的第二品质因数，第二品质因数与至少一个电源开关的导通电阻和至少一个电源开关的输出能量相关联。
[0102]条款16.根据条款15所述的谐振转换器，其中乘积是第一乘积，并且第二品质因数基于至少一个电源开关的导通电阻与至少一个电源开关的输出能量的第二乘积。
[0103]条款17.根据条款1-16中任一项所述的谐振转换器，其中第三阈值等于0.80hm*yJ(Ohm*微焦)。
[0104]条款18.根据条款17所述的谐振转换器，其中第三阈值等于0.40hnmiJ。
[0105]条款19.根据条款1-18中任一项所述的谐振转换器，其中至少一个电源开关包括以半桥结构布置的两个电源开关，并且非线性系数是在半桥结构的开关节点处测量的有效非线性系数。
[0106]条款20.根据条款1-19中任一项所述的谐振转换器，其中至少一个电源开关包括以两个并联的半桥结构布置的四个电源开关，并且非线性系数是在两个半桥结构的输出端处测量的有效非线性系数。
[0107]条款21.根据条款1-20中任一项所述的谐振转换器，其中至少一个电源开关包括至少一个宽带隙类型的器件。
[0108]条款22.根据条款21所述的谐振转换器，其中至少一个电源开关包括至少一个氮化镓(GaN)高电子迀移率晶体管。
[0109]条款23.根据条款22所述的谐振转换器，其中当至少一个电源开关两端的电压近似为10伏特时，第一阈值小于2。
[0110]条款24.—种电源电路包括:谐振转换器，包括至少一个半桥，其中至少一个半桥具有小于或等于5的有效非线性系数和小于或等于80hm*nC的品质因数，品质因数与至少一个半桥的导通电阻以及至少一个半桥的输出电荷相关联。
[0111]条款25.根据条款24所述的电源电路，其中，谐振转换器是条款I至24中任一项所述的谐振转换器。
[0112]条款25.—种系统包括:电源，被配置为提供电能；控制器单元；负载，被配置为接收电能；以及谐振转换器，被配置为转换用于负载的电能，谐振转换器包括被控制器单元控制的至少一个半桥，其中至少一个半桥具有小于或等于5的有效非线性系数和小于或等于80hm*nC的品质因数，品质因数与至少一个半桥的导通电阻以及至少一个半桥的输出电荷相关联。
[0113]条款26.根据条款25所述的系统，其中，谐振转换器是条款I至24中任一项所述的谐振转换器。
[0114]描述了本公开的各个示例。这些和其他示例在以下权利要求的范围内。
【主权项】
1.一种谐振转换器，包括: 至少一个电源开关，其中所述至少一个电源开关的特征在于小于或等于第一阈值的非线性系数以及小于或等于第二阈值的品质因数，所述品质因数与所述至少一个电源开关的导通电阻和所述至少一个电源开关的输出电荷相关联。2.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述谐振转换器包括不包含变压器的非隔离谐振转换器。3.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述谐振转换器包括包含变压器的隔离谐振转换器。4.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述至少一个电源开关是常断型氮化镓(GaN)高电子迀移率晶体管(HEMT)。5.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中当所述至少一个电源开关阻断所述至少一个电源开关的中压的近似百分之十到百分之百之间的电压时，所述非线性系数小于或等于所述第一阈值，所述中压是所述至少一个电源开关的额定阻断电压的三分之一。6.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中当所述至少一个电源开关阻断在所述至少一个电源开关的中压的近似百分之二十至百分之百之间的电压时，所述非线性系数小于或等于所述第一阈值，所述中压是所述至少一个电源开关的额定阻断电压的三分之一。7.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述第一阈值等于5。8.根据权利要求7所述的谐振转换器，其中所述第一阈值等于3。9.根据权利要求8所述的谐振转换器，其中所述第一阈值等于2。10.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述第二阈值等于80hm*nC。11.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述第二阈值等于60hm*nC。12.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述谐振转换器是电感器-电感器-电容器(LLC)类型的谐振转换器。13.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述谐振转换器是相移零电压开关类型的谐振转换器。14.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述谐振转换器是三角电流模式(TCM)类型的谐振转换器。15.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述品质因数是第一品质因数，并且所述至少一个电源开关的特征进一步在于小于或等于第三阈值的第二品质因数，所述第二品质因数与所述至少一个电源开关的所述导通电阻和所述至少一个电源开关的输出能量相关联。16.根据权利要求15所述的谐振转换器，其中所述乘积是第一乘积，并且所述第二品质因数基于所述至少一个电源开关的导通电阻与所述至少一个电源开关的输出能量的第二乘积。17.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述第三阈值等于0.80hnmiJ(0hm*微焦)。18.根据权利要求17所述的谐振转换器，其中所述第三阈值等于0.40hnmiJ。19.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述至少一个电源开关包括以半桥结构布置的两个电源开关，并且所述非线性系数是在所述半桥结构的开关节点处测量的有效非线性系数。20.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述至少一个电源开关包括以两个并联的半桥结构布置的四个电源开关，并且所述非线性系数是在所述两个半桥结构的输出端处测量的有效非线性系数。21.根据权利要求1所述的谐振转换器，其中所述至少一个电源开关包括至少一个宽带隙类型的器件。22.根据权利要求21所述的谐振转换器，其中所述至少一个电源开关包括至少一个氮化镓(GaN)高电子迀移率晶体管。23.根据权利要求22所述的谐振转换器，其中当所述至少一个电源开关两端的电压近似为1伏特时，所述第一阈值小于2。24.—种电源电路，包括: 谐振转换器，包括至少一个半桥，其中所述至少一个半桥具有小于或等于5的有效非线性系数和小于或等于80hm*nC的品质因数，所述品质因数与所述至少一个半桥的导通电阻以及所述至少一个半桥的输出电荷相关联。25.—种系统，包括: 电源，被配置为提供电能； 控制器单元； 负载，被配置为接收所述电能；以及 谐振转换器，被配置为转换用于所述负载的电能，所述谐振转换器包括被所述控制器单元控制的至少一个半桥，其中所述至少一个半桥具有小于或等于5的有效非线性系数和小于或等于80hm*nC的品质因数，所述品质因数与所述至少一个半桥的导通电阻以及所述至少一个半桥的输出电荷相关联。
【文档编号】H02M3/335GK105932880SQ201610102892
【公开日】2016年9月7日
【申请日】2016年2月24日
【发明人】G·德伯伊
【申请人】英飞凌科技奥地利有限公司