电力转换装置的制造方法
【专利摘要】本发明提供一种电力转换装置。使电力转换装置小型化，并且防止电力转换装置的效率下降。在DC/DC转换器的输入电压比预先设定的第一电压值低的情况下，作为第一电压维持控制，转换器控制器根据输入电压变更DC/DC转换器的开关的动作频率，由此，将DC/DC转换器的输出电压保持在预先设定的第一电压范围内。相对于比第一电压值高的第二电压值，输入电压比第二电压值高的情况下，作为第二电压维持控制，转换器控制器根据输入电压变更动作频率，由此，将输出电压保持在比第一电压范围高的第二电压范围内。
【专利说明】
电力转换装置
技术领域
[0001 ]本发明涉及电力转换装置。
【背景技术】
[0002]以与系统频率相同的数十Hz的低频率驱动面向系统互联的绝缘变压器，所以存在难以小型/轻量化的课题。近年来，探讨了 SST(固态变压器)向高压/大电力用途的应用。SST具有高频变压器、和驱动高频变压器并输出系统频率的交流的DC/DC转换器之类的电力电路，可以代替现有的低频变压器。通过以数十?数百kHz的高频驱动高频变压器，可以使高频变压器小型化，即使将电力电路和高频变压器合并，与低频变压器单体相比，也可以实现大幅的小型/轻量化。
[0003]另外，作为面向系统的电力用途，太阳能发电的导入正在世界上扩大。已知有控制太阳能发电的电力并向系统输出的PCS(功率调节系统)。
[0004]专利文献I中记载了一种系统互联逆变器装置，即使直流的输入电源的电压变动，也能够将升压转换器的动作频率维持大致一定，防止噪音或损失的增大。
[0005]专利文献I:(日本)特开2001 — 209445号公报
【发明内容】
[0006]为了实现PCS的小型/轻量化，如果在PCS中应用SST，则存在太阳能发电那样的宽范围的电压的变动、和相对于高频化，用于DC/DC转换器或逆变器之类的电力电路的功率器件的开关损耗的问题。
[0007]例如，在太阳能发电的电压变动中，有气候变化带来的MPPT(Maximum PowerPoint Tracking，最大功率点追踪)电压范围和输出停止时的0CV(0pen Circuit Voltage:开路电压)引起的电压上升。PCS内的DC/DC转换器或逆变器使用电解电容器或薄膜电容器。在电压上升时，以不超过电容器的额定电压的方式使用高耐压的电容器。关于电容器，即使为同尺寸，越是高耐压，电容器的容量或允许波纹电流值越低，因此，为了实现电容器的小型/轻量化，理想的是降低额定电压。
[0008]另外，作为面向PCS的功率器件，通常使用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)cJGBT为适于高耐压的元件，但切合实际的是数kHz的开关，在数十kHz的驱动中，开关损耗成为问题。
[0009]为解决上述课题，本发明一方式的电力转换装置，具备:LLC谐振型的DC/DC转换器，其使来自电源的直流电的电压变化;逆变器，其将来自所述DC/DC转换器的直流电转换为交流电；转换器控制器，其控制所述DC/DC转换器；以及逆变器控制器，其控制所述逆变器。在所述DC/DC转换器的输入电压比预先设定的第一电压值低的情况下，作为第一电压维持控制，所述转换器控制器根据所述输入电压变更所述DC/DC转换器的开关的动作频率，由此，将所述DC/DC转换器的输出电压保持在预先设定的第一电压范围内。相对于比所述第一电压值高的第二电压值，所述输入电压比所述第二电压值高的情况下，作为第二电压维持控制，所述转换器控制器根据所述输入电压变更所述动作频率，由此，将所述输出电压保持在比所述第一电压范围高的第二电压范围内。
[0010]可以使电力转换装置小型化，并且可以防止电力转换装置的效率下降。
【附图说明】
[0011]图1表示实施例1的PCS的结构。
[0012]图2表示比较例的PCS的结构。
[0013]图3表示实施例1的LLC谐振转换器10的控制方法。
[0014]图4表示稳频控制中的驱动电压SW和电流I的关系。
[0015]图5表示升压控制中的驱动电压SW和电流I的关系。
[0016]图6表示降压控制中的驱动电压SW和电流I的关系。
[0017]图7表示实施例1的第一变形例的PCS的结构。
[0018]图8表示实施例1的第二变形例的PCS的结构。
[0019]图9表示实施例2的PCS的结构。
[0020]图10表示实施例2的LLC谐振转换器10的控制方法。
[0021]图11表示实施例2的变形例的PCS的结构。
【具体实施方式】
[0022]以下，使用附图对本发明的实施例进行说明。
[0023]实施例1
[0024]本实施例中，作为电力转换装置的一例，对将来自太阳能发电装置(以下称作太阳能发电)的直流电转换成交流电并向系统输出的PCS进行说明。
[0025]首先，在以下对本实施例的结构进行说明。
[0026]图1表示实施例1的PCS的结构。
[0027]本实施例假定与低压(例如100V、200V系列)关联的数kW?数十kW级的PCS。该PCS包含H桥型的LLC谐振型的DC/DC转换器(以下，称作LLC谐振转换器)1、逆变器11、输出滤波器12、转换器控制器13以及逆变器控制器14。
[0028]LLC谐振转换器10与太阳能发电连接，接受来自太阳能发电的直流电。LLC谐振转换器1包含高频变压器I，对直流电的电压进行转换，输出H桥式二极管整流后的直流电。三相逆变器11将从LLC谐振转换器10输出的直流电转换成交流电。LLC的输出滤波器12对从逆变器11输出的交流电进行平滑化。转换器控制器13控制LLC谐振转换器10的控制频率(动作频率)。逆变器控制器14对逆变器11进行PWM(Pulse Width Modulat1n，脉冲宽度调制)控制。
[0029]LLC谐振转换器10的初级侧(太阳能发电侧)为600V以下的低压，因此假定应用适于高频驱动的MOS FET作为功率器件(驱动元件)。假定开关频率为数十kHz?数百kHz。作为MOS FET，既可以应用适于高耐压/高频开关的SiC MOS FET，也可以应用其他具有相同功能的元件。
[0030]假定LLC谐振转换器10的次级侧(逆变器11侧)通过二极管进行平滑化。该二极管可以为Si的二极管，也可以为了降低导通损耗而应用Si型的肖特基势皇二极管(SchottkyBarrier D1de)或SiC肖特基势皇二极管，也可以通过同步使用SiC MOS FET来降低损耗，也可以用其他具有同样功能的二极管。
[0031]为了进行LLC谐振，高频变压器I与谐振对应于高频变压器I的励磁电感Lm的漏电感2(电感= Lr)和谐振电容器3(电容器= Cr)连接。此外，漏电感2也可以在高频变压器I内一体化为能够调节高频变压器I内的漏磁通的常数的构造。假定谐振电容器3使用薄膜电容器，但只要具有同样的功能即可。
[0032]逆变器11中的PWM等的开关频率为数kHz以下，比LLC谐振转换器10的控制频率低，因此作为驱动元件假定应用IGBT。
[0033]在此，使用比较例说明本实施例的效果。
[0034]图2表示比较例的PCS的结构。
[0035]比较例的PCS包括逆变器Ilx、输出滤波器12x、升压变压器15x以及逆变器控制器14χ ο逆变器11X以太阳能发电的直流电为输入，将直流电转换为三相交流电。输出滤波器12x对三相交流电进行平滑化。升压变压器15x将三相交流电压从数百V升压至6.6kV以上后向系统输出。太阳能发电的电压根据气候大幅变化，因此PCS也可以在太阳能发电和逆变器Ilx之间含有升压斩波器，通过用于输出太阳能发电的最大电力的MPPT控制对应输入电压的变动。升压变压器15x以系统频率进行动作，因此变得大型化。
[0036]与比较例的升压变压器15x的频率相比，实施例1的高频变压器I的频率较高。因此，与升压变压器15x相比，可以使高频变压器I小型化，与比较例的变压器相比，可以使本实施例的PCS小型化。
[0037]接着，叙述本实施例的LLC谐振转换器10的控制方法。
[0038]图3表示实施例1的LLC谐振转换器10的控制方法。
[0039]该图的上部表示相对于LLC谐振转换器10的输入电压Vin的LLC谐振转换器10的次级侧输出电压Vdc。该图的中部表示相对于输入电压Vin的晴天时的太阳能发电输出电力和阴天时的太阳能发电输出电力。该图的下部表示相对于输入电压Vin的LLC谐振转换器10的控制频率。相对于来自太阳能发电的输入电压Vin的变化，太阳能发电输出电力如中部的图形那样变化。转换器控制器13包含MPPT的功能。MPPT对输入电压进行控制使得太阳能发电输出电力成为最大。在晴天时及阴天时的各天气中，将太阳能发电输出电力为最大的输入电压称作最大电力点电压，将最大电力点电压的范围称作最大电力点电压范围。例如，最大电力点电压范围的下限值为阴天时(包含雨天时)的最大电力点电压以下，最大电力点电压范围的上限值为晴天时的最大电力点电压以上。另外，对输入电压Vin预先设定通常输入电压范围。通常输入电压范围通过下限值Vll (第一电压值)和上限值V12(第二电压值)来决定，包含最大电力点电压范围。另外，对输出电压Vdc预先设定输出电压范围。通过下限值V21和上限值V22决定输出电压范围。
[0040]转换器控制器13将控制频率的矩形波的驱动电压SW(驱动信号)提供给LLC谐振变换器1的初级侧的MOS FET的栅极。在输入电压Vin为通常输入电压范围内的情况下，转换器控制器13进行将控制频率设为预先设定的特定控制频率Π1(例如20kHz)，将占空比设为50% (有空载时间)且不变的稳频控制(第一频率维持控制)。由此，次级侧输出电压Vdc与输入电压Vin成正比地变化。例如，如果输入电压Vin从通常输入电压范围的下限值Vll变化为V12，则输出电压Vdc从输出电压范围的下限值V21变化为上限值V22。特定控制频率fll也可以是LLC谐振转换器1的谐振频率。
[0041]在日照差、最大电力点电压下降、输入电压Vin比通常输入电压范围低的情况下，转换器控制器13进行使控制频率与输入电压Vin的下降对应地下降、将占空比设为50% (有空载时间)且不变的升压控制(第一电压维持控制)。由此，转换器控制器13抑制输出电压Vdc的下降，将输出电压Vdc保持在输出电压范围的下限值V21。
[0042]在如逆变器11的输出停止时那样输入电压Vin通过OCV与通常输入电压范围相比上升的情况下，转换器控制器13进行使控制频率与输入电压Vin的增加对应地增加、将占空比设为50% (有空载时间)且不变的降压控制(第二电压维持控制)。由此，转换器控制器13抑制输出电压Vdc的上升，将输出电压Vdc保持在输出电压范围的上限值V22。
[0043 ]另外，如该图的上部所示，相对于输入电压Vi η的变化，输出电压Vdc连续。另外，如该图的下部所示，相对于输入电压Vin的变化，控制频率连续。
[0044]以下，叙述稳频控制、降压控制、升压控制中的LLC谐振转换器10的初级侧MOSFET的开关损耗。
[0045]图4表示稳频控制中的驱动电压SW和电流I的关系。
[0046]电流I以LLC谐振转换器10的谐振频率进行变动。在稳频控制中，驱动电压SW具有一定的特定动作频率。在接通MOS FET(驱动电压SW上升)时，流过MOS FET的电流I通过MOSFET的体二极管后向反方向流动，因此成为ZVS(零电压开关)，不会产生接通时的开关损耗。在断开MOS FET(SW下降)时，电流I达到峰值而被抑制得足够低，因此断开时的开关损耗也变小。因此，通过保持在特定控制频率，可以将驱动电压SW的波形和电流I的波形的关系保持为一定。由此，在稳频控制中能够实现尚效的开关。
[0047]图5表示升压控制中的驱动电压SW和电流I的关系。
[0048]电流I以与稳频控制时相同的谐振频率进行变动。与稳频控制时相比，控制频率变低，因此驱动电压SW的周期(脉宽)变长。在接通MOS FET时，电流I通过MOS FET的体二极管后向反方向流动，因此成为ZVS，不会产生接通时的开关损耗。在断开MOS FET时，作为电流I流过漏电感2产生的谐振电流，因此与稳频控制时相比，开关损耗增加。但是，通过使控制频率下降，驱动电压SW的脉宽延长，因此断开时的电流I较小，在升压控制中能够实现高效的开关。
[0049]图6表示降压控制中的驱动电压SW和电流I的关系。
[0050]电流I以与稳频控制时相同的谐振频率进行变动。与稳频控制时相比，控制频率变高，因此驱动电压SW的周期(脉宽)比稳频控制时短。在接通MOS FET时，电流I通过MOS FET的体二极管后向反方向流动，因此成为ZVS，不会产生接通时的开关损耗。在断开MOS FET时，电流I在峰值附近被断开，因此与稳频控制时相比，开关损耗增大。另外，由于与稳频控制时相比，使控制频率增加，因此在降压控制中，开关损耗进一步增大。但是，转换器控制器13包含用于抑制OCV的OVP (Over Voltage Protect 1n，过电压保护)的功能。在降压控制时，OVP与输入电压的上升对应地使LLC谐振转换器10的输出停止，由此降压控制中的开关损耗不会对PCS的效率带来影响。
[0051]如上所述，在通过MPPT输入电压Vin增大的通常输入电压范围内，可以通过稳频控制提高效率。另外，即使在日照低且输入电压Vin比通常输入电压范围低的情况下，也能够通过升压控制来提高效率。可以实现太阳能发电输出电力的全范围的高效率化。另外，在如逆变器11的输出停止时那样输入电压Vin比通常输入电压范围高的情况下，可以通过OCV抑制来抑制对次级侧的电容器电压的影响。
[0052]此外，在稳频控制中，转换器控制器13也可以不将控制频率保持为一定，而是使其在预先设定的第一频率范围内变化。例如，第一频率范围也可以包含特定控制频率f 11。例如，在稳频控制中，转换器控制器13也可以设定为输入电压Vin越高，控制频率越高。该情况下，关于针对输入电压Vin的控制频率的倾斜度(变化率)，稳频控制中的斜率也可以比升压控制以及降压控制中的斜率小。
[0053]另外，在升压控制中，转换器控制器13也可以不使输出电压Vdc保持为一定，而是使其在预先设定的第一电压范围内变化。例如，第一电压范围也可以包含输出电压范围的下限值V21。另外，在降压控制中，转换器控制器13也可以不使输出电压Vdc保持为一定，而是使其保持在比第一电压范围高的第二电压范围内。例如，第二电压范围也可以包含输出电压范围的上限值V22。在降压控制和升压控制中，即使在使输出电压变化的情况下，也能够得到开关损耗降低的效果。
[0054]另外，转换器控制器13也可以使驱动电压SW的占空比在预先设定的占空比范围内变化。
[0055]接着，对本实施例的变形例进行说明。
[0056]图7表示实施例1的第一变形例的PCS的结构。
[0057]与实施例1的PCS相比，第一变形例的PCS包含逆变器IIb来代替逆变器11。如该第一变形例所示，作为驱动元件，逆变器Ilb既可以含有Si或SiC的MOS FET来代替IGBT，也可以包含具有同样的功能的元件。
[0058]图8表示实施例1的第二变形例的PCS的结构。
[0059]与第一变形例的PCS相比，第二变形例的PCS包含LLC谐振转换器1c来代替LLC谐振转换器10。如该第二变形例所示，作为驱动元件，LLC谐振转换器1c也可以含有LLC谐振转换器10的半数的驱动元件。向LLC谐振转换器1c的高频变压器I的初级侧输入的电压幅度为LLC谐振转换器10的电压幅度的1/2，但可以根据高频变压器I的匝数比调整为与实施例I同样的电压。
[0060]实施例2
[0061 ]图9表示实施例2的PCS的结构。
[0062]本实施例假定与高压(例如6.6kV系列)关联的数百kW级的PCS。在本实施例的PCS中，附加了与实施例1的PCS的要素的符号相同的符号的要素表示相同或相当物，省略说明。与实施例1的PCS相比，本实施例的PCS包含逆变器I Id来代替逆变器11，包含转换器控制器13d来代替转换器控制器13，包含逆变器控制器14d来代替逆变器控制器14。逆变器Ild为三相的三电平逆变器，每一相含有四个驱动元件。逆变器控制器14d进行逆变器Ild的P丽控制。由此，可以进一步消减开关损耗。
[0063]在H桥型的LLC谐振转换器10的初级侧输入最大电压为1000V的情况下，假定应用适于高耐压/高频开关的SiC MOS FET作为MOS FET0
[0064]逆变器IId中的PffM等的开关频率为数kHz以下，与LLC谐振转换器的控制频率相比低，因此假定应用IGBT作为驱动元件，但也可以应用Si或SiC的MOS FET，也可以应用GaN等具有同样功能的驱动元件。
[0065]接着，叙述本实施例的LLC谐振转换器10的控制方法。
[0066]图10表示实施例2的LLC谐振转换器10的控制方法。
[0067]该图的上部表示相对于LLC谐振转换器10的输入电压Vin的LLC谐振转换器10的次级侧输出电压Vdc。该图的中部表示相对于输入电压Vin的晴天时的太阳能发电输出电力和阴天时的太阳能发电输出电力。该图的下部表示相对于输入电压Vin的LLC谐振转换器10的控制频率。
[0068]对输入电压Vin预先设定低输入电压范围和高输入电压范围。通过下限值V31(第一电压值)和上限值V32(第三电压值)决定低输入电压范围，通过下限值V33(第四电压值)和上限值V34(第二电压值)决定高输入电压范围。低输入电压范围也可以包含阴天时(包含雨天时)的最大电力点电压。高输入电压范围也可以包含晴天时的最大电力点电压。另外，对输出电压Vdc预先设定输出电压范围。通过下限值V41和上限值V43决定输出电压范围。另夕卜，在输出电压范围的下限值V41和上限值V43之间预先设定中间值V42。
[0069]转换器控制器13d在低输入电压范围内，与稳频控制同样地进行将控制频率保持在预先设定的第一控制频率f21的第一稳频控制(第二频率维持控制)。由此，次级侧输出电压Vdc与输入电压Vin成正比地进行变化。例如，如果输入电压Vin从低输入电压范围的下限值V31变化为V32，则输出电压Vdc从输出电压范围的下限值V41变化为中间值V42。
[0070]转换器控制器13d在高输入电压范围内，与稳频控制同样地进行将控制频率保持为比第一控制频率f21高的第二控制频率f22的第二稳频控制(第三频率维持控制)。由此，次级侧输出电压Vdc与输入电压Vin成正比地进行变化。例如，如果输入电压Vin从高输入电压范围的下限值V33变化为V34，则输出电压Vdc从输出电压范围的中间值V42变化为上限值V43。
[0071]在输入电压Vin与低输入电压范围相比下降的情况下，转换器控制器13d进行使控制频率与输入电压Vin的下降对应地下降的升压控制。由此，转换器控制器13d抑制输出电压Vdc的下降，将输出电压Vdc保持在输出电压范围的下限值V41。
[0072]在输入电压Vin通过OCV与高输入电压范围相比上升的情况下，转换器控制器13d进行使控制频率与输入电压Vin的增加对应地增加的降压控制。由此，转换器控制器13d抑制输出电压Vdc的上升，将输出电压Vdc保持在输出电压范围的上限值V43。
[0073]在低输入电压范围的上限值V32和高输入电压范围的下限值V33之间，预先设定输入电压阈值。逆变器控制器14d进行如下的切换控制:在输入电压Vin比输入电压阈值低的情况下，使逆变器Ild作为三电平逆变器进行动作，在输入电压Vin比输入电压阈值高的情况下，使逆变器Ild作为两电平逆变器动作。转换器控制器13d在输入电压Vin为低输入电压范围的上限值V32以上且高输入电压范围的下限值V33以下的情况下，与升压控制同样地进行使控制频率与输入电压Vin的下降对应地下降的中间升压控制(第三电压维持控制)。由此，转换器控制器13d将输出电压Vdc保持在输出电压范围的中间值V42，能够防止切换控制中的振动。此外，逆变器控制器14d也可以进行输入电压Vin的上升和下降中的具有滞后性的切换控制。
[0074]在稳频控制中，与实施例1同样地，能够实现开关损耗小、高效的开关。
[0075]在升压控制和中间升压控制中，与实施例1同样地，能够实现开关损耗小、高效的开关。
[0076]在降压控制中，与实施例1同样地，不产生接通时的开关损耗，与稳频控制时相比，开关损耗增大，但通过OCV抑制，开关损耗不会对PCS的效率带来影响。
[0077]此外，在第一稳频控制中，转换器控制器13d也可以不将控制频率保持为一定，而是使其在预先设定的第二频率范围内变化。例如，第二频率范围也可以包含第一控制频率f21。另外，在第二稳频控制中，转换器控制器13d也可以不将控制频率保持为一定，而是使其在比第二频率范围高的第三频率范围内变化。例如，第三频率范围也可以包含第二控制频率f22。例如，在第一稳频控制和第二稳频控制中，转换器控制器13d也可以设定为输入电压Vin越高，控制频率越高。该情况下，第一稳频控制和第二稳频控制中的斜率也可以比升压控制、中间升压控制以及降压控制中的斜率小。
[0078]另外，在中间升压控制中，转换器控制器13d也可以不将输出电压Vdc保持为一定，而是使其在比第一电压范围高且比第二电压范围低的第三电压范围内变化。例如，第一电压范围也可以包含输出电压范围的下限值V41，第三电压范围也可以包含输出电压范围的中间值V42，第二电压范围也可以包含输出电压范围的上限值V43。
[0079]此外，转换器控制器13d也可以进行实施例1的控制。
[0080 ]图11表示实施例2的变形例的PCS的结构。
[0081 ]与实施例2的PCS相比，本变形例的PCS包含逆变器I Ie来代替逆变器Ild，包含逆变器控制器He来代替逆变器控制器14d。逆变器lie为三相的新三电平逆变器，每一相包含三个驱动元件。逆变器控制器He进行逆变器lie的PffM控制。由此，可以进一步消减开关损耗。
[0082]根据以上的各实施例，对于宽范围的输入电压，PCS防止伴随SST化的高频驱动的效率的下降。另外，可以抑制LLC谐振转换器的输出电压的变动幅度的同时，降低高频化带来的功率器件的开关损耗。结果是，可以将以与系统相同的低频率驱动的现有的系统相关的变压器替换为SST，由此能够实现PCS的小型化和轻量化。
[0083]本发明并不局限于以上的实施例，在不脱离其宗旨的范围内可以变更为其它各种形式。以上列举了两个实施例，但是当然也可以根据用途对这些实施例记述的内容进行组合来使用。此外，对于蓄电池等与其它电源连接的电力转换装置，可以应用本发明。
[0084]符号说明
[0085]I…高频变压器、2…漏电感、3…谐振电容器、10、1fLLC谐振转换器、11、11b、llc、lle…逆变器、12...输出滤波器、13、13d...转换器控制器、14、14d、14e...逆变器控制器。
【主权项】
1.一种电力转换装置，其特征在于，具备: LLC谐振型的DC/DC转换器，其使来自电源的直流电的电压变化； 逆变器，其将来自所述DC/DC转换器的直流电转换为交流电； 转换器控制器，其控制所述DC/DC转换器；以及 逆变器控制器，其控制所述逆变器， 在所述DC/DC转换器的输入电压比预先设定的第一电压值低的情况下，作为第一电压维持控制，所述转换器控制器根据所述输入电压变更所述DC/DC转换器的开关的动作频率，由此，将所述DC/DC转换器的输出电压保持在预先设定的第一电压范围内， 相对于比所述第一电压值高的第二电压值，所述输入电压比所述第二电压值高的情况下，作为第二电压维持控制，所述转换器控制器根据所述输入电压变更所述动作频率，由此，将所述输出电压保持在比所述第一电压范围高的第二电压范围内。2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于， 所述转换器控制器在所述第一电压维持控制中，所述输入电压越增大，使所述动作频率越增大，在所述第二电压维持控制中，所述输入电压越增大，使所述动作频率越增大。3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于， 在所述输入电压为所述第一电压值以上且所述第二电压值以下的情况下，作为第一频率维持控制，所述转换器控制器将所述动作频率保持在预先设定的第一频率范围内，由此，所述输入电压越增大，使所述输出电压越增大。4.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于， 所述转换器控制器在所述第一频率维持控制中，所述输入电压越增大，使所述动作频率越增大， 关于表示所述动作频率的变化相对于所述输入电压的变化的变化率，所述第一频率维持控制中的变化率比所述第一电压维持控制和所述第二电压维持控制中的变化率小。5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于， 所述逆变器为两电平逆变器。6.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于， 所述转换器控制器使用比所述第一电压值高的第三电压值和比所述第三电压值高且比所述第二电压值低的第四电压值，在所述输入电压比所述第三电压值高且比所述第四电压值低的情况下，作为第三电压维持控制，所述输入电压越增大，使所述动作频率越增大，由此，将所述输出电压保持在比所述第一电压范围高且比所述第二电压范围低的第三电压范围内。7.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于， 在所述输入电压为所述第一电压值以上且所述第三电压值以下的情况下，作为第二频率维持控制，所述转换器控制器将所述动作频率保持在预先设定的第二频率范围内， 在所述输入电压为所述第四电压值以上且所述第二电压值以下的情况下，作为第三频率维持控制，所述转换器控制器将所述动作频率保持在比所述第二频率范围高的第三频率范围内。8.根据权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于， 所述转换器控制器在所述第二频率维持控制和所述第三频率维持控制中，所述输入电压越增大，使所述动作频率越增大， 关于表示所述动作频率的变化相对于所述输入电压的变化的变化率，所述第二频率维持控制和所述第三频率维持控制中的变化率，比所述第一电压维持控制、所述第二电压维持控制以及所述第三电压维持控制中的变化率小。9.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于， 所述逆变器为三电平逆变器。10.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于， 所述逆变器为新三电平逆变器。11.根据权利要求9所述的电力转换装置，其特征在于， 在所述第三电压维持控制中，所述逆变器控制器切换所述逆变器的三电平动作和两电平动作。12.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于， 所述转换器控制器将所述DC/DC转换器的驱动信号的占空比保持在预先设定的占空比范围内。13.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于， 在所述第二电压维持控制中，所述转换器控制器通过OVP使所述DC/DC转换器的输出停止。14.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于， 所述电源为太阳能发电装置， 所述转换器控制器对所述DC/DC转换器进行MPPT， 所述第一电压值为所述太阳能发电装置的最大电力点电压的下限值以下， 所述第二电压值为所述最大电力点电压的上限值以上。
【文档编号】H02M3/335GK105932879SQ201610083977
【公开日】2016年9月7日
【申请日】2016年2月6日
【发明人】乘松泰明, 叶田玲彦, 马渊雄, 马渊雄一, 千田忠彦, 石垣卓也, 岛田尊卫
【申请人】株式会社日立制作所