一种高电能质量输出的电力电子变压器及其控制方法
【技术领域】
[0001 ] 本发明涉及电力设备技术领域，尤其涉及电力电子变压器。
【背景技术】
[0002] 电力电子变压器（PowerElectronicTransformer,PET)又被称为固态变压器，是 实现电压变换、电气隔离、无功补偿和可再生能源并网接入等多种功能的智能化电力电子 设备，同时兼有交直流混合接口和继电保护的功能，应用前景十分广阔。低压配电网系统一 般为三相四线制结构，其负载多为不平衡非线性混合负载，这些负载除了会产生基波正序 电流外，还会向系统中注入负序、零序和谐波电流。而电力电子变压器可以通过合适控制对 配网电压形成支撑作用，抑制负序、零序和谐波电流对配电网的影响，同时还可以省去传统 配网中的谐波无功补偿装置。针对不平衡非线性负载的控制，现有的主流方法是在dq正序 旋转坐标系下转化为直流量进行控制。经过正序坐标变换后，正序谐波分量体现为降次的 交流量，负序基波分量体现为升次的交流量。而传统的比例积分控制器对交流量增益有限， 并不能很好的实现无稳态误差控制，甚至会降低配电网电力电子变压器的输出电压性能。 因此，采用合适的控制策略对于配电网电力电子变压器来说是非常重要的，同时对于所采 用控制器的参数进行合理的设计也成为急需解决的问题。
[0003] 现有的技术方案一：针对不平衡非线性混合负载产生的负序和谐波分量，通过在 基波电压电流环的基础上，叠加不平衡负载的负序控制环和非线性负载的谐波补偿控制 环。负载输出三相电压在不同角频率的dq旋转坐标系下经过低通滤波器后，可以将基波正 序、负序和谐波分量全部转换成直流量，可以实现PI控制器的无静差控制。另外该控制器 参数采用先计算内环PI参数后外环PI参数的方法。但该方案具有以下缺点：（1)使用较 多的旋转坐标变换和低通滤波器会增加控制的复杂程度和产生延时，影响控制精度。（2)控 制器内环和外环相互关联，单独设计内环或者外环参数不能保证系统的性能。现有的技术 方案二：针对不平衡负载产生的正序、负序和零序分量，将其转化到a00坐标系下仍为交 流量。可以利用比例谐振控制器对交流分量增益大的特点，分别在a轴、0轴和0轴上采 用比例谐振控制器，实现交流量的无差控制，但该技术方案具有以下缺点：（1)谐波分量在 a00坐标系下仍为同频次交流量，未考虑非线性负载的影响。（2)a00轴只采用比例谐 振电压环控制器，缺少电流闭环影响系统的动态响应。
【发明内容】
[0004] 本发明的目的在于克服了上述现有存在问题，提供一种电力电子变压器输出级高 电能质量控制策略及其参数设计方法，实现了对配电网不平衡和非线性负载的良好控制性 能。
[0005] 本发明提供的技术方案如下：
[0006] -种高电能质量输出的电力电子变压器，所述的电力电子变压器拓扑结构包括输 入级、中间隔离级和输出级，输出级为三相四桥臂结构的逆变器，所述逆变器包括四桥臂逆 变电路和LC滤波电路，所述的四桥臂逆变电路由直流电解电容和八个带反并联二极管的IGBT构成，所述的LC滤波电路由三相LC滤波器和第四桥臂中线电感构成，负载中性点通 过中线电感与第四桥臂中点相连；其特征在于：前三相桥臂的控制电路设有电压外环PIR 控制器和电流内环的PI控制器，第四桥臂的控制电路设有中线电流的PR控制器。
[0007] 所述输入级每相采用级联H桥拓扑，每相级联H桥由n个单相PWM整流模块组成， 中性点采用星形连接方式。
[0008] 所述中间隔离级为双主动桥结构。
[0009] 所述输出级的控制电路包括：
[0010] 第一采样电路，用于获取低压直流侧母线电压并将低压直流侧母线电压ud。发 送给DSP核心处理器；
[0011] 第二采样电路，用于获取逆变器三相输出电压并将三相输出电压 11。311。 1)11。(：发送给05?核心处理器；
[0012] 第三采样电路，用于获取逆变器三相电感电流三相负载电流1。丄丄。和 中线电流in，并将三相电感电流iuWw三相负载电流中线电流in发送给DSP 核心处理器；
[0013] DSP核心处理器，用于对所采集的输入信号进行控制算法计算，通过事件管理器中 比较单元输出PWM驱动脉冲给IGBT驱动单元，同时对电气采样值进行程序保护；
[0014] IGBT驱动电路，用于接收DSP处理器发出的PWM脉冲并进行信号放大来驱动 IGBT；
[0015] 硬件保护电路，用于对相关电压电流值进行硬件电路保护，同时结合软件保护和 IGBT保护进行故障信号汇总，通过触发光耦从而控制主电路二次保护。
[0016] 所述输出级的控制方法步骤包括如下：
[0017] ⑴获取三相负载输出电压HbU。。、电感电流m、负载电流丨。丄上及中线 电流in;
[0018] (2)将步骤（1)中的物理量分别通过基波正序dq旋转坐标变换得到其d轴和q轴 分量，即输出电压11。^、电感电流和负载电流i。^;
[0019] (3)逆变器的前三相桥臂采用输出电压外环和电感电流内环的双闭环控制，以 d轴为例，将步骤（2)中输出电压Uc]d与给定值作差，通过外环PIR控制器得到其内环 电流给定值；接着将其与步骤（2)中电感电流U乍差，通过内环PI控制器得到其d轴电 压调制信号；其中，外环采用基于2、6倍谐振频率的比例积分谐振控制器，其传递函数为：
[0020] 式中KpU%分别为比例系数、积分系数和谐振系数，《。为截止频率，COh为谐振 角频率，s为微分算子；
[0021] (4)逆变器的第四桥臂采用基于零序不平衡电流的闭环控制。将步骤（1)中三相 负载电流1。4。4。。进行叠加，取反后得到零序指令电流信号，将其与步骤（1)中线电感电流 in作差，通过改进PR控制器得到第四桥臂的控制信号；其中改进PR控制器的传递函数为：
?式中心、心分别为比例系数和谐振系数，《。为截止频率，《。 为基波角频率；
[0022] 所述输出级的PIR-PI双闭环控制器采用分频段参数整定方法，参数设计步骤如 下：
[0023] (1)在给定输入电压信号[/：,、负载电流扰动信号I。,同时作用下，输出电压UJ勺 闭环传递函数为：
[0024]
[0025] 式中Gv、&分别为电压外环和电流内环控制器传递函数，K_为逆变器等效增益， L和C分别为输出滤波器的电感和电容值；Hd(s)为电压闭环传递函数，Zd(s)为逆变器的等 效输出阻抗；
[0026] (2)对基于电压电流的双PI闭环控制器参数进行设计，系统的开环传递函数 为
K1PK"、K2PK2I分别为电压外环、电流内环的比例和积分系数；
[0027] (3)逆变器输出LC滤波器谐振角频率为=I/VZ?"，将内环PI控制器的零点设 置在滤波器的谐振角频率处，即有K2I/K2P= ，根据阻尼系数|关系可以计算出电流内 环PI参数；
[0028] (4)接着选择合适的中频带宽度h=V%和开环增益K值，算出电压外环PI参 数；
[0029] (5)对谐振控制器R的参数进行设计，利用步骤（5)中选定的电压环PI参数作为 PIR控制器的比例和积分系数；
[0030] (6)利用根轨迹法分析谐振系数KRh变化时对应的闭环传递函数极点分布趋势情 况，确定谐振系数KRh的上限取值范围；
[0031] (7)根据系统对稳态误差的要求，确定谐振系数KRh的下限取值范围，从 步骤（1)中输出电压的闭环传函可知，h次谐波电流处的相对稳态幅值误差为
结合步骤（1)中的逆变器的等效输出阻抗Zd(s)的 数学表达式，可以得到
：式中 |GPIR(j?h) |和iGjjcoJ|分别为电压环PIR和电流环PI控制器在h次谐波处的增益值；
[0032] (8)将比例积分谐振控制器在谐振频率coh处的相对增益作如下简化 GPIR(j?h) |~KP+KRh，根据步骤（7)可得到KRh的下限取值。
[0033]相对于现有技术，本发明技术方案带来的有益效果：
[0034] (1)控制外环采用比例积分谐振电压控制器，能有效解决dq旋转坐标系下PI控制 器针对交流量增益有限的问题，减小稳态误差；控制内环采用比例积分控制器，有效地提高 了系统的动态性能；
[0035] (2)第四桥臂独立采用改进比例谐振控制器，能对基频不平衡电流进行有效控 制；
[0036] (3)控制器参数利用频域理论进行分频段整定，计算结果简单可靠，且无需反复试 凑，有利于实际仿真与调试工作，同时对研究控制系统稳定性具有一定的指导意义。
【附图说明】
[0037]图1是本发明的优选实施例的逆变器的结构图；
[0038] 图2是本发明的优选实施例的逆变器的控制流程图；
[0039] 图3是本发明的优选实施例的逆变器的控制策略；
[0040] 图4是本发明的优选实施例的逆变器控制系统的d轴控制框图； 图5是本发明的优选实施例的对数频率特性曲线； 图6是本发明的优选实施例的时域阶跃响应曲线； 图7是本发明的优选实施例的KRh增大时的极点分布趋势； 图8是本发明的优选实施例的系统Bode图。
【具体实施方式】
[0041] 下面结合实施例对本发明做进一步说明：
[0042] 本发明所采取的技术方案如下：本发明采用的配电网三相电力电子变压器主电路 结构包括输入级、中间隔离级和输出级三个部分，所述输入级为每相采用级联H桥多电平 结构，连接方式为星形连接；所述中间隔离级采用双主动桥结构，实现能量的双向流动；所 述输出级采用三相四桥臂逆变器拓扑结构，可以灵活控制不平衡电流。前三相桥臂采用基 于输出电压外环和电感电流内环的双闭环控制方法，第四桥臂采用基于中线电感电流的独 立控制方法。
[0043] 本发明以不平衡负载和常用的开关电源、变频器等三相整流型非线性负载为例， 主要考虑其中主要的5次负序、7次正序谐波分量，对于含有其它次谐波的非线性负载也可 以作类似处理。将输出电压中的基波正序、负序和5、7次谐波分量通过基波正序dq变换得 到的分别是直流分量、2倍基频和6倍基频分量。本发明前三相桥臂采用基于比例积分谐振 的输出电压外环和基于比例积分的电感电流内环控制，第四桥臂采用基于比例谐振的中线 电流独立控制方法。同时利用频域理论中频率特性曲线和根轨迹等相关方法对控制器参数 进行分频段整定，满足稳定性的同时兼顾系统的稳态误差和鲁棒性要求。
[0044] 其具体实施过程为：
[0045] (1)在每个采样周期的起始点，DSP(数字信号处理器）控制器通过A/D采样电路 分别对逆变器三相负载输出电压电感电流负载电流1。31。4。。及中线电 流1进行采样，并将采样数据送给控制器进行处理。
[0046] (2)逆变器采取第四桥臂独立控制方式。前三相桥臂选取输出电压外环电感电流 内环的双闭环控制策略，其中电压外环采用基于2、6倍谐振频率的比例积分谐振控制器， 第四桥臂采用基于基波频率的改进PR控制器。
[00