63]两相两重斩波电路4对经过变压器TRl、TR2变换后的直流电压源进行斩波变换，将直流电压源的电能供给负载，并通过储能电感L1、L2对输出电流进行续流，在负载端得到连续的电流，实现电源的恒流输出特性。
[0064]反馈控制电路6的第一输入端L接两相两重斩波电路的输出正端，第二输入端M、第三输入端N均接两相两重斩波电路的输出负端；第一输入端L、第二输入端M采集两相两重斩波电路4的输出电压幅值信号，第三输入端N采集两相两重斩波电路4的输出电流幅值信号，第四输入端S、第五输入端T分别为外接的输出电压与输出电流的幅值给定信号；反馈控制电路6的第一输出端P连接第一开关管Kl的控制端，第二输出端O连接第二开关管K2的控制端；
[0065]反馈控制电路6对第一输入端L和第二输入端M采集的输出电压幅值信号与第四输入端S的输出电压给定信号进行比较和运算，第三输入端N采集的输出电流的幅值信号与第五输入端T的输出电流给定信号进行比较和运算；根据运算结果控制开关管Kl与K2的导通与关断；
[0066]当输出电压或输出电流的幅值小于给定信号时，开关管开通，输出电压或输出电流的幅值增大；当输出电压或输出电流的幅值大于给定信号时，开关管关断，输出电压或输出电流的幅值减小；由此实现对输出电压或输出电流的幅值进行控制。
[0067]开关管K1、K2均工作在开关状态，开关管的功耗低，与开关管工作在线性放大区的两级串联结构的直流电流源相比，本发明提供的直流开关型电流源电能转换效率更高。
[0068]图4所示为两个开关管Kl、K2的驱动电压示意图，Kl、Κ2交错导通，导通时间受反馈控制电路6控制；实施例1中，Kl由反馈控制电路6的输出端P输出的信号控制、Κ2由反馈控制电路6的输出端O输出的信号控制；在每个开关周期Ts内，Κ1、Κ2交错导通，交错式单管正激变换电路3中上下相串联的两支撑电容Cl、C2便交替地向负载5传递能量。
[0069]以下结合图4对一个开关周期Ts([t0，t4]时段)时间内交错式单管正激变换电路3的工作原理进行说明:
[0070][t0，tl]时段，开关管Kl导通，K2关断；变压器TRl原方绕组的电压为D正E负，TRl原方绕组的激磁电流从D端流向E端，副方绕组的电压为H正I负，两相两重斩波电路4中的整流二极管D3导通，续流二极管D5截止，第一支撑电容Cl上储存的电能通过变压器TRl传递到两相两重斩波电路4，转化为电感LI上的磁能，并给负载5供电；
[0071]变压器TR2原方绕组的电压为F负G正，第一支撑电容Cl通过磁复位二极管D2并接在TR2的原方绕组G-F两端，构成G-D2-A-B-F-G回路；变压器TR2进行磁复位:变压器TR2的激磁电流经G-D2-A-B-F-G回路续流，在TR2原方绕组内，激磁电流由F端流向G端，变压器TR2的激磁能量向第一支撑电容Cl回馈；
[0072]同时，由于变压器TR2原方绕组的电压为F负G正，变压器TR2副方绕组的电压为J负K正，两相两重斩波电路4中的整流二极管D4截止，电感L2的电流经D6续流，L2储存的磁能转化为电能供给负载5 ;
[0073]整个[t0，tl]时段，第一支撑电容Cl通过第一变压器TRl向两相两重斩波电路4传递能量，并供给负载5 ;同时为第二变压器TR2提供磁复位电压，吸收其激磁能量，实现变压器TR2的磁复位；
[0074][tl，t2]时段，开关管K1、K2均关断，为死区时间；
[0075][t2，t3]时段，开关管K2导通，Kl关断；变压器TR2原方绕组的电压为F正G负，TR2原方绕组的激磁电流从F端流向G端，副方绕组的电压为J正K负，两相两重斩波电路4中的整流二极管D4导通，续流二极管D6截止，第二支撑电容C2上储存的电能通过变压器TR2传递到两相两重斩波电路4，转化为电感L2上的磁能，并给负载5供电；
[0076]变压器TRl原方绕组的电压为D负E正，第二支撑电容C2通过磁复位二极管Dl并接在TRl的原方绕组E-D两端，构成E-B-C-Dl-D-E回路；变压器TRl进行磁复位:变压器TRl的激磁电流经E-B-C-Dl-D-E回路续流，在TRl原方绕组内，激磁电流由D端流向E端，变压器TRl的激磁能量向第二支撑电容C2回馈；
[0077]同时，由于变压器TRl原方绕组的电压为D负E正，变压器TRl副方绕组的电压为H负I正，两相两重斩波电路4中的整流二极管D3截止，电感LI的电流经D5续流，LI储存的磁能转化为电能供给负载5 ;
[0078]整个[t2，t3]时段，第二支撑电容C2通过第二变压器TR2向两相两重斩波电路4传递能量，并供给负载5 ;同时为第一变压器TRl提供磁复位电压，吸收其激磁能量，实现变压器TRl的磁复位；
[0079][t3，t4]时段，开关管Kl、K2均关断，为死区时间；从t4时刻开始，交错式单管正激变换电路3开始下一周期的工作；在一个开关周期Ts内，无论第一开关管Kl开通或者关断，第一变压器TRl原方绕组的激磁电流始终从D端流向E端，即变压器TRl的磁心单向磁化，变压器TRl工作在单端状态；无论开关管K2开通或者关断，变压器TR2原方绕组的激磁电流始终从F端流向G端，即变压器TR2的磁心单向磁化，变压器TR2工作在单端状态；交错式单管正激变换电路3充分利用正激变换器的变压器磁心单端工作的优势，变压器TRl与TR2的磁心均为单向磁化，即TRl与TR2的磁心均工作在单端状态，避免了双倍磁通效应，加快了电源的启动过程，大大提升了大功率开关型电流源输出电流的动态响应速度；
[0080]第一支撑电容Cl通过第二磁复位二极管D2并接在第二变压器TR2原方绕组G-F两端，第二支撑电容C2通过第一磁复位二极管Dl并接在第一变压器TRl原方绕组两侧E-D,以这种连接方式为基础的电路拓扑构成了交错式单管正激变换电路3独特的磁复位方式；
[0081]正是由于这种独特的拓扑，使得交错式单管正激变换电路3与传统单管正激变换电路需要磁复位绕组才可完成变压器的磁复位不同:在一个开关周期内，交错式单管正激变换电路3中上下相串联的两组支撑电容Cl、C2分别为变压器TR2和TRl提供磁复位电压，并吸收其激磁能量，使得交错式单管正激变换电路3无需外加磁复位绕组即可实现变压器的磁复位，进一步简化了电路结构；
[0082]实施例2中，两相两重斩波电路4采用图5所示的MOSFET同步整流管实现；分别用4个MOSFET同步整流管代替图3所示的两相两重斩波电路4中的整流二极管D3、D4和续流二极管D5、D6 ;
[0083]第一变压器TRl副方绕组的同名端H接MOSFET同步整流管K3的一端，K3的二端串接储能滤波电感LI的一端，LI另一端接滤波电容C3的一端L ;第一变压器TRl副方绕组的异名端I接MOSFET同步整流管K5的一端，同时接在滤波电容C3的另一端M，K5的二端与K3的二端相连；第二变压器TR2副方绕组的同名端J接MOSFET同步整流管K4的一端，K4的二端串接储能滤波电感L2的一端，L2另一端接滤波电容C3的一端L ;第二变压器TRl副方绕组的异名端K接MOSFET同步整流管K6的一端，同时接在滤波电容C3的另一端M，K6的二端与K4的二端相连，这样便构成了两相两重斩波电路4 ；
[0084]MOSFET同步整流管K3的控制端利用反馈控制电路6的P端控制信号，保证MOSFET同步整流管K3与开关管Kl同步开通、关断，即开关管Kl导通时，两相两重斩波电路4中的同步整流管K3导通，第一支撑电容Cl上的电能通过变压器TRl传递到两相两重斩波电路4，转化为电感LI上的磁能，并给负载5供电；
[0085]将反馈控制电路6的P端信号取反，接入MOSFET同步整流管K5的控制端，可使K5在K3关断时导通；K1关断时，即K3关断，K5导通，电感LI的电流经D5续流，LI储存的磁能转化为电能供给负载5;
[0086]同步整流管K4的控制端可利用反馈控制电路6的O端控制信号，保证MOSFET同步整流管K4与开关管K2同步开通、关断，即开关管K2导通时，两相两重斩波电路4中的同步整流管K4导