的工作模式能量与负载功耗相近，去掉后续能量不 吻合引入的谐振，如实线所示；可以看到若跳出LTH模式后，若工作状态从满载开始，其输 入能量偏大，引入电压谐振，如细虚线所示。
[0052] 参看图3,在重载切轻载时，从该示意图可以看到当输出电压大于Vomax时，采用 HTL模式。若采用PID调节则如粗虚线所示，在输出电压上升到Vomax后电压任然会有所 上升，动态恢复时间也很长；采用HTL模式，当输出电压大于Vomax时，立刻采用HTL模式， 由于该模式的输入功率一般小于待机功率，输出电压立刻开始下降，不会再有所上升，在输 出电压下降到稳定值前，这是最快的动态方法，当输出电压与稳定电压相同时，可以通过斜 率大小得到输出负载大小，使得跳出HTL模式后的工作模式能量与负载功耗相近，去掉后 续能量不吻合引入的谐振，如实线所示；可以看到若跳出HTL模式后，若工作状态从待机开 始，其输入能量偏低，引入电压谐振，如细虚线所示。
[0053]图4a为以反激电路作为对象的实施例。本发明使用的方法和系统也可用于其他 类型的开关电源电路结构，此处以原边反馈的反激电路为例。反激变换器实例的输入为 90~265V，输出为5V，电流最大为1A，电感大小为1. 6mH，变压器匝比为104/6,输出恒压。 变换器采用DCM的控制方法，通过多模式控制方法实现数字控制，下面给出已有电路的在 不同负载下的工作模式，在该模式的基础上，增加本实例中优化动态性能的工作方法。
[0054]从轻载到重载的模式控制方法为DPFM-DPWM-PFM-PWM如图4b。下面分别定义多模 式工作的方法。定义1A负载，为负载A，即为满载，开关频率匕为70kHz，电路具有较高的 效率，0. 7A负载为负载B，开关频率&为70kHz，0. 2A负载为负载C，开关频率f￡为20kHz， 〇. 05A负载为负载D，开关频率fD为20kHz，负载点的开关频率选择是根据系统效率要求而 选择的。当负载介于AB之间，采用PWM模式，开关频率为70kHz;负载介于BC之间，采用 PFM模式，原边峰值电流为0. 255A;负载介于CD之间，采用DPWM模式，记为DPWM模式，开关 频率为20kHz;负载小于负载D时，采用PWM模式，记为DPFM模式，原边峰值电流为0. 151A。 负载从轻到重的工作模式为DPFM-DPWM-PFM-PWM。这里待机时假负载700Q，待机时电路工 作在DPFM模式，原边峰值电流为0. 151A，开关频率为3kHz;满载5Q时，原边峰值电流为 0. 365A，开关频率为70kHz。
[0055]定义轻载切重载模式（LTH)，为了保证在任何条件下，当负载从轻载切到重载，输 出能够很快上升到目标电压，LTH的输入功率需要尽可能的大，并且输入功率恒定，因此该 模式是一种周期固定，原边峰值电流固定的控制方法。为了提高电压上升速度，需要加大该 模式下输入功率，有两种方法，一是频率与70kHz的PWM模式相同，峰值电流尽可能取更大 值，但需要保证系统需要工作在DCM模式下，并且有一定的时间裕量用于计算，这种条件需 要在最小输入电压的条件下给定；二是在输入电压最低时，原边峰值电流取较大的值，一般 大于等于满载的峰值电流，然后在满足DCM工作与计算裕量的要求下，提高开关频率。本 实例以第一种方法为例，取原边峰值电流为〇. 4A，开关周期为70kHz。定义重载切轻载模 式（HTL)，为了保证在任何条件下，当负载从重载切到轻载，输出能够很快下降到目标电压， 重载切轻载的输入功率需要尽可能的小，并且输入功率恒定，因此该模式是一种周期固定， 原边峰值电流固定的控制方法。为了提高电压下降速度，需要减小该模式下输入功率，小于 待机的功耗，一般有两种方法，一是原边电流与DPFM模式相同，开关频率尽可能的低，但需 要保证系统从辅助绕组采样时，不会因为RCD钳位电压过低而使得辅助绕组波形变形，使 得对输出电压的采样产生较大的误差，这种条件需要保证此时的RCD电路的钳位电压足够 高；二是，原边峰值电流小于DPFM的峰值电流，同时尽可能降低开关频率，这种方法也需要 满载RCD电路钳位电压足够高的要求，使得轻载能够准确采样。本实例重载切轻载模式以 第一种方法为例，取原边峰值电流为0. 151A，开关周期为2kHz。
[0056] 根据;
原边电感Lp = 1. 6mH，LTH模式的原边峰值电流为IP』TH= 0. 4A，开关周期为I\TH= 14. 3us，n为系统效率 取〇.Sdjn)为输出负载电流。为了减小上升斜率的误差，由当前周期采样结果V(n)减去 五个周期前的采样结果V(n-5)作为斜率的大小，可以得到当负载从轻载切到重载时，LTH 被调用，输出负载及其对应工作状态与斜率的关系为表1，因此举例而言，当轻载切换到重 载7Q时，当输出电压达到5V，跳出LTH模式，此时Kup= 6,进入PFM模式，起始的工作状 态是周期350个时钟（57kHz)，原边峰值电流0.286A，这样输出不会引入大的纹波。输出电 压通过数字采样，5V对应的数字量为583,Kup以该数字值来计算。
[0057]表1
[0058]
[0059]
[0060] 根据方程
HTL模式的原边 峰值电流为Ip^= 〇. 141A，开关周期为T肌=500us，n为系统效率取〇. 6,I。(11)为输出 负载电流。为了减小下降斜率的误差，由五个周期前的采样结果V(n-3)减去当前周期采样 结果V(n)作为斜率的大小，可以得到当负载从重载切到轻载时，HTL被调用，输出负载及其 对应工作状态与斜率的关系为表2,因此举例而言，当负载从重载切换到轻载500Q时，当 输出电压达到5V，跳出HTL模式，Kdown= 2,进入DPFM模式，起始的工作状态是周期4330 个时钟（4. 62kHz)，原边峰值电流0. 151A，这样输出不会引入大的纹波。输出电压通过数字 采样，5V对应的数字量为583,Kdown以该数字值来计算。
[0061]表 2
[0062]
[0063] 以上是该5V，1A的原边反馈反激电源的设计实例的具体参数。
[0064]图5为本发明对图4的反激flyback电路的一般多模式控制方法的负载切换时动 态响应的曲线；以及采用了本文提高动态响应的技术的动态响应的曲线；此为本发明实施 例；图5a为负载从700 切换到5 时，未采用本文的提高动态方法前的动态结果，图5b 为负载从700 切换到5 时，本实例的动态结果。未采用前，输出电压欠压为1.3V，恢复 时间为11. 86ms，采用本技术后电压欠压为0. 332V，恢复时间为0. 932ms，动态性能大幅度 提升。图5c为负载从5 切换到700 时，未采用本文的提高动态方法前的动态结果，图 5d为负载从5Q切换到700Q时，未采用前，输出电压过压为0. 584V，恢复时间为126. 3ms， 采用本技术后，输出电压过压为〇. 152V，恢复时间为43. 4ms，动态性能大幅度提升。本实例 的动态结果得到很大提升。
[0065] 图6是对图4的反激flyback电路中跳出LTH模式时，工作状态固定为满载与以斜 率Kup来确定工作状态两者的对比；此为本发明实施例。可以看到当负载从700Q切换到 7Q时，当系统输出达到5V，跳出LTH模式时，在图6a中，以满载的工作状态开始调整，此时 输入功率大于负载功耗，输出电压会上升，引入电压振荡；在图6b中，跳出LTH模式时，kup 为6,对应负载为7Q左右，此时工作状态从PFM模式，周期350个时钟（57kHz)，原边峰值 电流0.286A开始，不会引入电压振荡，此时输出电压可以认为已经稳定，去掉了后面的谐 振电压，动态过程的恢复时间得到减小。
[0066] 图7是对图4的反激flyback电路中跳出HLT模式时，工作状态固定为待机与工作 状态以斜率Kdown来确定这两者的对比，此为本发明实施例。可以看到当负载从5Q切换 至IJ100Q时，当系统输出达到5V，跳出HTL模式时，在图7a中，以待机的工作状态开始调整， 此时输入功率小于负载功耗，输出电压会下降，引入电压振荡；在图7b中，跳出HTL模式时， Kdown为5,对应负载为100Q左右，此时工作状态从DPWM模式，周期1000个时钟（20kHz)， 原边峰值电流0. 151A开始，不会引入电压振荡，此时输出电压可以认为已经稳定，去掉了 后面的谐振电压，动态过程的恢复时间得到