一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及PffM技术领域，特别是涉及一种用于多相变频器的多相平顶波的生成 方法。
【背景技术】
[0002] 近年来，随着工业化进程的不断发展，多相电机因其具有电压电流选择范围大、转 子损耗小、电磁转矩效果好、电机效率高、可降低直流电压纹波系数和脉动系数等特点被广 泛关注研究。
[0003] 多相变频器是驱动多相感应电机常用的设备，由于多相感应电机可通过注入低次 谐波电流提高铁磁材料利用率，获得更大的输出转矩。因此，多相变频器的输出波形不再以 正弦波为最优，而是以低次谐波注入后，与基波合成波形为最优。图1为现有技术的多相变 频器的结构图。如图1所示，多相变频器包括：整流部分11、逆变部分12和主控制器13。逆 变部分包括η个逆变模块，每个逆变模块包括m个逆变单元。也就是说，逆变部分包括m*n 个逆变单元。各个逆变单元的组成相同。η为大于1的正整数，m为正整数。m与η的乘积 等于多相变频器所驱动的多相感应电机的相数。该多相感应电机的相数大于3。当m等于 1时，一个逆变模块中就包括一个逆变单元，即一个逆变单元构成一个逆变模块。此时，该逆 变单元的正极性端子即为该逆变单元所属逆变模块的正极性端子，该逆变单元的负极性端 子即为该逆变单元所属逆变模块的正极性端子。也就是说，当m = 1时，m*n个逆变单元是 串联连接的。需要说明的是，图1仅是特定的一种多相变频器，并不代表本发明中提到的方 法只能用于图1所示的多相变频器，任何具有H桥拓扑结构的全桥驱动的多相变频器均可 以采用本发明提供的方法。
[0004] 图2为图1中的一个逆变单元的结构图。如图2所示，逆变单元包括：直流平波电 容21、单相全桥22和单元控制板23,单相全桥22包括4个IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)，分别为第一 IGBT221、第二 IGBT222、第三 IGBT223 和第四 IGBT224,每个 IGBT 均携带有续流二极管，第一 IGBT的发射极和第二IGBT的集电极相连接，第三IGBT的发射 极和第四IGBT的集电极相连接，第一 IGBT的集电极与第三IGBT的集电极相连，第二IGBT 的发射极与第四IGBT的发射极相连；直流平波电容21的第一端与逆变单元的正极性端 子相连，直流平波电容22的第二端与逆变单元的负极性端子相连；第一 IGBT221和第三 IGBT223的集电极公共端与逆变单元的正极性端子相连，第二IGBT222和第四IGBT224的发 射极公共端与逆变单元的负极性端子相连；第一 IGBT的发射极和第二IGBT的集电极的公 共端作为逆变单元的第一输出端，第三IGBT的发射极和第四IGBT的集电极的公共端作为 逆变单元的第二输出端；单元控制板23分别与第一 IGBT、第二IGBT、第三IGBT和第四IGBT 相连，用于对第一 IGBT、第二IGBT、第三IGBT和第四IGBT进行控制。具体单元控制板23 如何与第一 IGBT、第二IGBT、第三IGBT或第四IGBT进行连接才能对第一 IGBT、第二IGBT、 第三IGBT或第四IGBT进行控制是本领域公知常识，这里不再赘述。
[0005] 在实际应用中，为避免电机磁通饱和，必须在调整输出频率的同时调整输出电压， 故低次谐波与基波合成波形无法直接供多相感应电机使用，需要对二者进行调制生成对应 的平顶波。
[0006] 由此可见，如何实现将低次谐波和基波进行调制，以生成对应的平顶波是本领域 技术人员亟待解决的问题。
【发明内容】
[0007] 本发明的目的是提供一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，用于将低次 谐波和基波进行调制，以生成对应的平顶波。
[0008] 为解决上述技术问题，本发明提供一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方 法，其特征在于，将多相变频器的各相依次设置为目标相，依次生成所述目标相对应的PWM 波形以形成所述多相平顶波，所述目标相对应的PWM波形的生成方法包括：
[0009] 获取基波对应的正弦函数表达式；
[0010] 获取三次谐波对应的正弦函数表达式；
[0011] 利用等效面积法原理计算所述基波对应的正弦函数表达式和所述三次谐波对应 的正弦函数表达式求和之后的，在载波周期内的PffM的等效脉冲宽度；
[0012] 判断所述PffM的等效脉冲宽度的方向；
[0013] 利用所述脉冲宽度和所述载波周期计算多相变频器中的对应的H桥中的IGBT模 块的开启时刻和关断时刻；
[0014] 其中，所述多相感应电机的相数大于3。
[0015] 优选地，所述获取三次谐波对应的正弦函数表达式之后还包括：
[0016] 获取所述三次谐波注入时所述PffM的波形面积。
[0017] 优选地，所述目标相对应的PffM波形的生成方法还包括：
[0018] 根据给定频率选择调制方式以确定所述载波周期；
[0019] 根据所述给定频率和所述载波周期确定下一个载波周期内的角度变化。
[0020] 优选地，所述开启时刻为所述载波周期与所述脉冲宽度的差值的一半。
[0021] 优选地，所述关断时刻为所述载波周期与所述脉冲宽度的和值的一半。
[0022] 优选地，所述多相感应电机相数为6相、所述多相变频器的相数为6相。
[0023] 优选地，所述多相感应电机相数为9相、所述多相变频器的相数为9相。
[0024] 优选地，所述多相感应电机相数为5相、所述多相变频器的相数为5相。
[0025] 优选地，通过数字信号处理器DSP和可编程门阵列FPGA形成所述多相平顶波。
[0026] 本发明所提供的用于多相变频器的多相平顶波的生成方法，将多相变频器的各相 依次设置为目标相，依次生成目标相对应的PWM波形以获取多相平顶波。本发明提供的目 标相对应的PWM波形的生成方法，利用等效面积法原理获得基波对应的正弦函数表达式和 三次谐波对应的正弦函数表达式求和之后的，在载波周期内的PWM的等效脉冲宽度，然后 再对等效脉冲宽度的正负加以判断，最后通过计算开启时刻和关断时刻来控制H桥中的 IGBT模块的开启和关断。相对于现有技术中多相感应电机接收正弦波而言，本方法可以为 多相感应电机注入三次谐波，提供了多相感应电机的高铁磁材料利用率，获得更大输出转 矩。
【附图说明】
[0027] 为了更清楚地说明本发明实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的 介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人 员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0028] 图1为现有技术的多相变频器的结构图；
[0029] 图2为图1中的一个逆变单元的结构图；
[0030] 图3为本发明提供的一种目标相对应的平顶波生成方法的流程图。
【具体实施方式】
[0031] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完 整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本 发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他 实施例，都属于本发明保护范围。
[0032] 本发明的核心是提供一种用于多相变频器的多相平顶波的生成方法。
[0033] 为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和【具体实施方式】 对本发明作进一步的详细说明。
[0034] 在具体实施中，需要对多相变频器的各相依次进行平顶波生成，因此，需要按照一 定的顺序依次将多相变频器的各相作为目标相。例如，如果多相变频器为4相，分别为第一 相、第二相、第三相和第四相。则首先将第一相作为目标相，然后依次是第二相、第三相和第 四相。对于每一个目标相的平顶波的生成方法均相同。
[0035] 图3为本发明提供的一种目标相对应的PffM波形生成方法的流程图。目标相对应 的PWM波形生成方法包括：
[0036] SlO :获取基波对应的正弦函数表达式。
[0037] 在具体实施中，基波对应的正弦函数表达式可以为：U = Uni sincot，其中，Uni为基 波对应的幅值；ω为基波对应的角速度。
[0038] sll :获取三次谐波对应的正弦函数表达式。
[0039] 三次谐波对应的正弦函数表达式可以为：Und sin3 cot，其中，Unil为三次谐波对应 的幅值。
[0040] s 12 :利用等效面积法原理计算基波对应的正弦函数表达式和三次谐波对应的正 弦函数表达式求和之后的，在载波周期内的PWM的等效脉冲宽度。
[0041] 当基波叠加三次谐波后，形成的调制波的表达式可以表示为：U = Uni sincot+l^ sin3 ω t〇
[0042] 在载波周期内，例如t时刻至（t+ Δ t)时刻，调制波对应的面积记为S1, PffM脉冲 对应的面积记为S2。
[0045] 需要说明的是，在获取三次谐波对应的正弦函数表达式之后还包括：获取三次谐 波注入时PWM的波形面积。
[0046] S2= δ 'Us，其中，S1为等效脉冲宽度；Us为载波幅值。
[0047] 根据等效面积