n ( Λ Vk) X Λ VQ/2,并进入步骤S6,若否，则转入步骤S5 ;
[0022] 其中，Λ Iset为设定的电流波动阀值，其值表明在传输距离发生了剧烈变化瞬间 对应的充电电流ibatt变化量，一般取额定充电电流的1/10, AV。为初始扰动步长，设置为 Uniin)/20, Sign(AVk)表示取八\正负符号操作；
[0023] S5 :判断I Λ Vk|彡Λ V_，若是，则保持最小扰动步长并反向，Λ Vk+1 = -sign(AVk) X AV_;若否，则扰动步长▲￥1<减半并改变扰动方向，SP AVk+1=-AVk/2， 并转入步骤S6 ;
[0024] 其中，Δ V_S最小扰动步长，一般设置为初始扰动步长Δ V。的1/4 ;
[0025] S6 :在控制周期！^结束时刻，输出参考控制值Vraf= V(k) + AVk+1;返回至步骤Sl 并进入下一个控制周期。
[0026] 更进一步地，PI调压控制器根据所述参考控制值Vraf与整流端口直流电压采样 值V d2之间的偏差，进行比例积分调节，控制DC/DC变换器，并将整流端口电压V d2调节为所 述参考控制值V"f，实时跟踪到极值功率点对应的传输电压增益点上，实现恒定功率跟踪控 制。
[0027] 本发明以副边的DC/DC变换器输出直流电流为反馈量，采用基于扰动观察法的恒 定功率跟踪控制方法，扰动不控整流端直流电压，使得从原边到副边的传输电压增益始终 工作在传输功率极值点对应的电压增益点上，从而实时保证系统以恒定功率传输电能，保 持输出功率稳定。本发明省去了原副边实时通信的要求，副边独立调控，并且保证在有效的 偏移范围内以额定功率传输，而在有效偏移范围之外，则副边自动停止接收电能，适用于宽 偏移范围的动态无线输电应用场合。
[0028] 本发明具有如下优点：
[0029] (1)原副边不需要进行通信。原边电路定频工作，而只在副边完全调控传输功率， 只需要采样副边电量信息，实时跟踪功率极值点。控制方法简单，更适用于动态无线充电场 合。
[0030] 在动态无线充电场合，某一个发射线圈与车载线圈作用时间短暂，并且具有随机 性，因此原副边正确配对，实时通信困难。而采用副边调控方式完全避免了通信的要求，电 动汽车实时接收系统所能传输恒定的额定功率，提高了设备和充电道路的利用率，使得经 济效益最大化。
[0031] (2)控制方法所需采样量为副边整流电压Vd2和充电电流i batt，它们均为直流量， 检测硬件相对容易。
[0032] (3)在一定的传输偏移范围内，在不明显降低效率的情况下，能保持输出功率基本 恒定，基本不受传输偏移距离的影响。
【附图说明】
[0033] 图1为本发明实施例提供的用于实现动态无线恒定功率充电的系统的电路图；
[0034] 图2为本发明实施例提供的电动汽车动态无线充电方案示意图；
[0035] 图3为本发明实施例提供的在不同补偿系数γ i下原边T型补偿网络的功率传输 因子g( Y1, X)随自变量X的变化曲线；
[0036] 图4为本发明实施例提供的不同耦合系数k下，传输功率随整流端口电压Vd2的变 化曲线；
[0037] 图5为本发明实施例提供的恒定功率跟踪控制方法实现流程图；
[0038] 图6为本发明实施例提供的副边电路拓扑结构图；
[0039] 图7为仿真设定的耦合系数k变化曲线示意图；
[0040] 图8为整流电压Vd2扰动过程示意图；
[0041 ] 图9为电池充电电流ibatt波形示意图。
【具体实施方式】
[0042] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对 本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并 不用于限定本发明。
[0043] 本发明考虑了动态无线充电应用场合的特殊需求，对现有无线充电系统和控制方 法做了进一步改进，使其满足动态无线充电的恒功率要求以及较强的抗偏移能力。具体地， 本发明针对动态无线恒功率充电要求，提出了一种用于实现动态无线恒定功率充电的系统 及其控制方法，可以提高系统的抗偏移能力和动态响应能力，将现有静止式无线充电系统 推广到电动汽车动态无线充电应用场合。
[0044] 图1示出了本发明实施例提供的用于实现动态无线恒定功率充电的系统的电路 结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：
[0045] 用于实现动态无线恒定功率充电的系统采用磁耦合式无线输电技术，包括高频逆 变单元2、LC滤波单元3、原边补偿单元4、功率发射线圈5、功率接收线圈6、副边补偿单元 7、不控整流单元8，DC/DC变换器9和恒定功率跟踪控制模块10 ;高频逆变单元2的输入端 用于连接直流电源1，用于将直流电源1提供的稳定的直电压Vdl逆变为定频f。电压方波 Vab;LC滤波单元3连接在逆变桥输出a端口与原边补偿单元4之间；原边补偿单元4的输 出端连接至原边的发射功率线圈5 ;副边补偿单元7的输出端连接至不控整流单元8的输 入端，不控整流单元8的输出端用于连接DC/DC变换器9的输入端；DC/DC变换器9的输出 端用于连接电池负载11 ;恒定功率跟踪控制模块10的输入端连接至DC/DC变换器9的输 出电流ibatt反馈端和输入直流电压V d2反馈端，恒定功率跟踪控制模块10的输出端连接至 DC/DC变换器单元9的控制端；恒定功率跟踪控制模块10用于根据实时采集的充电电流获 得参考控制信号，并将整流端口电压调整为参考控制信号，实现恒定功率跟踪控制。
[0046] 其中，LC滤波单元3包括串联连接的电感Lf和电容Cf;其中LC滤波单元3的串 联谐振频率点即为原边逆变频率f。，即满足C fLf= 1八2 π f。)2,则LC滤波单元3的阻抗近 似为零，不改变原边补偿单元4的功率调节特性。LC滤波单元3用于滤除高频电压方波的 谐波成分，减小谐波对系统的影响。
[0047] 原边补偿单元4包括由依次串并联的第一补偿元件Zaill、第二补偿元件Z ail2和第三 补偿元件Zail3形成的T型结构；其功能是根据收发功率线圈的互感耦合情况自动地调节发 射线圈电流，平缓传输功率随偏移距离的波动。当耦合距离增加，互感耦合系数k减小时， 原边T型补偿单元4则会根据映射阻抗的变化趋势自动增大流进发射功率线圈的电流，从 而避免了传输功率随耦合距离增加而急剧下降的问题。
[0048] 功率发射线圈5与功率接收线圈6通过高频磁场耦合，电能从原边传递到副边。
[0049] 副边补偿单元7包括副边谐振电容C2，与功率接收线圈6串联连接，其自由谐振频 率
与原边逆变频率f。保持相同。
[0050] 其中，DC/DC变换器9可以是Buck、Boost、BuckBoost等传统电力电子DC/DC变换 拓扑，不限于所提变换器种类，主要功能为调节输入端电压V d2，从而调节从原边输入到副边 整流输出直流电压增益Gv= V d2/Vdl，实现传输功率的调控。需要注意的是本发明所述DC/ DC变换器不限于上述所提DC/DC变换拓扑，只要起到调压作用的DC/DC变换拓扑均可适用。
[0051] 其中，恒定功率跟踪控制模块10包括依次连接的电流采样电路、恒定功率跟踪控 制器，直流电压采样电路，PI调压控制器和开关管驱动电路；电流采样电路用于采集副边 输出充电电流当前值i batt(k);恒定功率跟踪控制器用于对原边电流的采样值进行处理并 输出整流电压的参考控制信号V"f，直流电压采样电路用于对DC/DC变换器单元的输入端 直流电压V d2采样；PI调压控制器用于比较参考控制信号V 和采样值V d2 (k)的偏差并调 控DC/DC变换器的占空比信号，从而调控整流端口电压Vd2为所给定控制参考值V" f，实时跟 踪到功率极值点对应的传输电压增益点上，实现恒定功率跟踪控制。开关管驱动电路用于 根据占空比控制信号控制开关管通断。
[0052] 本发明实施例提供的原边补偿单元4具有抗偏移能力；具有如下几个特点：（I)T 型补偿网络单元4由三个谐振补偿元件ZailP Zw、Zail3组成。补偿元件均为具有高Q值，高 频低损耗特点的电抗元件。（2)三个补偿元件的连接方式为串并串一T型：第三补偿元件 Zail3与原边发射线圈L i串联构成一条串联支路，第二补偿元件Zail2与由Z。"3、L1组成的支路 并联，其一端连接在第三补偿元件Z ail3的02端，其另一端连接在原边发射线圈L 04端； 第一补偿元件Zail