荷和电压。高侧开关200从电荷栗204向DMOS栅极218汲取电流，将DMOS栅极218的电压提升至高于电压源202的源电压Vds。通过最初在将DMOS 216开启之前累积电荷和电压，高侧开关200可避免针对到一个或多个负载的初始浪涌电流而在出口 230处施加不足电压。在已经在DMOS栅极218处累积阈值电压Vth之后，高侧开关200可触发DMOS栅极218以打开DMOS 216并向出口 230供应充电电流ICHAR(；E。
[0019]传统的高侧开关、甚至是结合了大电荷栗并在在其出口处施加电压之前累积电荷的传统高侧开关仍可以经历电荷击穿(breakdown)并在出口处施加不足的电压，潜在地导致高功率尖峰、过热、以及关断、和/或供应给负载的不足浪涌电流。可将典型高侧开关设计成通过包括具有较大操作电流的较大电荷栗来提供足够的浪涌电流。设计具有增加输出电流的电荷栗通常要求增加其包括的栗电容器的数目和/或增加其电荷栗频率。然而，增加电荷栗频率以降低的电磁兼容性(EMC)和增加的电磁发射(EME)为代价进行。因此，通常优选的是通过将电荷栗设计成具有大量的栗电容器来增加电荷栗的输出电流，其导致大的体积和重量。即使使用此附加的尺寸，高侧开关通常仍以源电流与源电压的非线性关系进行开关，其中在开关完成之前源电流颤抖(falter)或击穿。除其它优点之外，本公开的高侧开关200可避免这些性能问题，并且在出口 230处施加充足的电压而不通过功率开关电路块210施加过多的充电电流。
[0020]在高侧开关200中，一旦功率开关块210中的充电电流达到或超过某个值(例如，在传统高侧开关中，限流块中的限制电流Ilini),则高侧开关200可发起DMOS 216的放电，由此接通功率开关电路块与电压出口之间的连接或电流调节，并开始向出口 230供应电流。高侧开关200还用限流电路块220来调节电流。如果电荷栗204不能经由出口 230将所需的充电电流传递至一个或多个负载232，则电荷栗电压可颤抖、变得可变或击穿，使DMOS栅极电压和负载电流下降和减小(如下面进一步描述的)。高侧开关200通常可被设计成对多个负载232供电。限制电流Ilini可改变直至电荷栗电压V εΡ上升至阈值电压以上为止，从而使得源电流1&能够从源202流到出口 230。因此，在传统高侧开关中，充电电流可在高压下达到高水平(例如，在大于约0.8 - 1.0伏下的100安培)，这意味着高侧开关中的高功率和潜在地更高温度，并且可引起过热和关断。
[0021]本公开的高侧开关200可分辨这些条件并可避免过多的电流、功率以及温度，并且可避免关断的伴随风险。限流块220防止通过DMOS 218的电流超过某个最大值。在传统高侧开关中，限流块220中的限制电流111|0由DMOS的尺寸并由转换速率电流定义。本公开的高侧开关200包括限流反馈电路242。限流反馈电路242可使得高侧开关200能够在限流模式或限流状态中用明显减小的电流操作功率开关电路块210，例如用在约0.8 — 1.0伏以上的Vds，使得与没有限流反馈电路242的传统高侧开关相比，电流被限制到约更低50%。限流反馈电路242可使得高侧开关200能够在功率开关电路块210处于由限流电路块220定义的限流模式中的同时在功率开关电路块210与电压出口 230之间通过DMOS 218接通已调节连接。高侧开关200因此可保持相对较高的限制电流和因此的较高的转换速率电流和在经由出口 230快速地向一个或多个负载施加充足电压方面的高性能，但是除其它优点之外，这样做具有较低充电电流，并且因此具有较小电荷栗，具有较低的电流和功率使用，以及高温和潜在过热、断路器击穿和关断的较低风险。
[0022]特别地，限流反馈电路242可在限流电路块220与功率开关电路块210之间镜像电流。在图2的示例中，限流电路块220包括运算放大器(运放)262、以及η沟道MOSFET(NMOS)晶体管244，其中其栅极被连接到运放262的输出且具有到限流反馈电路242的连接线。功率开关电路块210包括参考线248，其载送用于功率开关电路块210的参考电流。高侧开关200包括功率开关电路块210的参考线248与限流反馈电路242之间的连接线。限流反馈电路242包括两个对称PMOS晶体管，在本示例中，被配置成使得PMOS晶体管中的每个的一个的连接线被连接到参考线248和限流电路块220中的NMOS晶体管244。这样，限流反馈电路242在功率开关电路块210的参考线248与限流电路块220之间镜像电流。在本示例中，此电流镜像可将参考线248上的参考电流减小诸如50%。充电电流线266上的充电电流取决于参考线248上的参考电流，并且限流电路块220被配置成使得参考线248上的参考电流的减小也引起充电电流线266上的充电电流的减小。在本示例中，限流反馈电路242因此可使得高侧开关200能够在功率开关电路块210处于由限流电路块220定义的限流模式中的同时在功率开关电路块210与电压出口 230之间接通已调节连接。
[0023]一旦源电压Vds上升至阈值电压以上，则功率开关电路块210将源电流从电荷栗204传输至与电荷栗204并行的双极结晶体管206。功率开关电路块210因此通过双极结晶体管从电池供应源电压Vds以在余途中使充电电流上升达到要施加于DMOS栅极218的目标电流。在电流的初始流动期间，电流从源202到高侧开关200中的流动可在DMOS栅极218与限流电路块220之间划分。在传统高侧开关中，源电流对源电压的依赖可引起减少的负载开关(load switching)。在一个典型示例中，具有取决于源电流Ids的限制电流Ilim的低欧姆高侧开关可具有12毫欧(mOhm)的电阻和约4伏的源电压Vds，并且将不能对诸如灯泡之类的可要求100安培的开关浪涌电流的某些典型负载进行开关。除其它优点之外，具有本公开的限流反馈电路242的高侧开关200可用减小的充电电流接通，并且由此具有减少的功率且成功地降低或消除了过热和关断而不是接通的风险。
[0024]本公开的限流反馈电路因此可在处于限流模式中操作时减小要求的DMOS充电电流。限流反馈电路242将电流从限流块220镜像到功率开关块210，并且将用于DMOS栅极218的负载电流减小至比在典型高侧开关中所选的更低值，诸如在一个示例中更低50%。限流反馈电路242使得高侧开关200能够用较低电流在限流状态中操作。此较低负载电流使得高侧开关200能够用较低电荷栗电流运行，并且因此设计有具有较小电荷栗容量的电荷栗，并且因此导致高侧开关200的较低成本和较低ΕΜΕ。高侧开关200可用一个转换速率并用可不受由限流反馈电路使能的较低负载电流影响的RJt式进行操作。高侧开关200可由于由限流反馈电路使能的优点而向一个或多个负载232提供较高浪涌电流，在一个示例中例如约更高25%的浪涌电流。典型的高侧开关还可展现源电流与源电压的非线性关系和在开关完成之如的充电电流的击穿。具有图2的不例的限流反馈电路242的尚侧开关200可分辨源电流与源电压的非线性关系和典型高侧开关的充电电流的击穿。下面参考图3来进一步描述具有图2的示例的限流反馈电路242的高侧开关200的操作方面。
[0025]图3描述了示出根据一个示例的与典型传统高侧开关的电流相比较的将图2的高侧开关200的短路负载接通期间的随时间推移的电流的图表300，以举例说明本公开的优点。特别地，图表300示出了传统开关DMOS栅极电流302、传统开关充电电流304、传统开关源电流306、以及传统开关电压308，即电荷栗电压Vff减源出口电压V s。，全部属于示例性传统高侧开关。图表300还示出了镜像开关DMOS栅极电流312、镜像开关充电电流314(例如，通过图2的功率开关电路块210的充电电流线266)、镜像开关源电流316、以及具有如在图2中的限流反馈电路242的镜像高侧开关200中的开关电压318(例如，在图2中的电压出口 230处)。以如用左侧Y轴测量的微安为单位来测量DMOS栅极电流302/312和充电电流304/314，从-100至500微安(μ A)进行标度，同时以如用右侧y轴测量的安培为单位来测量源电流306/316，从O至120安培(A)进行标度。以如更远的右侧y轴所指示的伏为单位来测量开关电压，从O至6伏进行标度。
[0026]如图表300所示，对于两个电路而言，DMOS栅极电流302/312最初下降，而源电流306/316最初以本质上恒定的速率上升，直至当DMOS栅极电流302/312打开DMOS栅极218(在图2中)时的转变322为止，并且充电电流304/314与DMOS栅极电流302/312分离，进入限流电路块220并开始上升。镜像开关DMOS栅极电流312比传统开关DMOS栅极电流302更快速地以恒定值稳定，并且镜像开关充电电流314比传统开关充电电流304更缓慢地上升。传统开关源电流306在转变322处在其增加中开始颤抖或击穿，并且当传统开关充电电流304以更高的速率形成尖峰或增加且传统开关源电流306以较高速率增加至完成上升到其目标值时，在转变322之后不久继续以明显减小的速率增加直至转变324为止。另一方