该拐点，并将拐点信息传递至控制器，以实现对输出电压的检测与控制。
[0045] 下文将分析不对称半桥反激变换器非互补DCM模式下的工作原理及该模式下不 对称半桥反激变换器原边反馈控制实现过程。
[0046] 第一实施例
[0047] 图5示出了本发明实施例开关变换器原理框图，一种非互补DCM条件下不对称半 桥反激原边反馈控制变换器，包括反激电路和原边反馈电路，反激电路包括原边电路和副 边输出整流滤波电路，其中，原边电路由隔直电容C3、主开关M0S管QH、钳位开关M0S管QL 与变压器的原边绕组Np 1连接而成，副边输出整流滤波电路由副边绕组Ns 1与电容C4、二 极管D1连接而成。其具体连接关系是，输入电压Vin+连接至N-M0S管QH漏极，N-M0S管 QH源极经电容C3连接至反激变压器T1原边绕组Npl异名端（图5中绕组N P1不带黑点的 那一端），原边绕组NP1的同名端（图5中原边绕组NP1带黑点的那一端）经漏感Llk连接 至N-M0S管QL的源极，漏感Llk与N-M0S管QL的源极的公共节点连接至原边地；N-M0S管 QL的漏极连接至N-M0S管QH源极与电容C3的公共节点；
[0048] 反激变压器T1原边绕组Np2即为辅助绕组，其异名端（图5中绕组NP2不带黑点的 那一端）连接至原边地，原边绕组NP2的同名端（图5中原边绕组NP2带黑点的那一端）经 两个串联电阻R3、R4连接至原边地，电阻R3、R4的公共节点连接至控制1C检测引脚VS ;
[0049] 副边绕组NS1、二极管D1，电容C4组成变换器的输出端，副边绕组NS1的同名端连接 二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接输出端正极，副边绕组NS1的异名端连接输出端负 极，电容C4 一端连接输出端正极，另一端连接输出端负极；
[0050] 控制1C为普通的反激原边反馈控制芯片如德州仪器的UCC28701，或功能近似的 控制1C，它包括（但不限于）电压检测VS引脚、PWM驱动Drv引脚。控制1C的Drv引脚输 出GSL1信号经脉冲处理电路后输出两路驱动信号GSH2、GSL2,脉冲处理电路如图6所示。
[0051] 控制1C输出的驱动信号GSL1经电容C2与电阻R2相连，电阻R2的另一端连接至 原边地，电容C2、电阻R2的公共端连接至触发器b输入端。电容C2、电阻R2及触发器b组 成微分电路。控制1C输出的驱动信号GSL1经微分电路处理后输出GSL2信号，GSL2信号 通过电阻R6输入至N-M0S管QL栅极，控制N-M0S管QL导通、关断。
[0052] 控制1C输出的驱动信号GSL1经电阻R1与电容C1相连，电容C1的另一端连接至 原边地，电容C1、电阻R1的公共端连接至触发器a输入端。电容C1、电阻R1及触发器a组 成积分电路，输入端驱动信号GSL1经积分电路处理后输出GSH2驱动信号，GSH2信号经隔 离驱动电路后通过电阻R5输入至N-M0S管QH栅极，控制N-M0S管QH导通、关断。
[0053] 参见图5所示电路的连接关系，结合图6、7电路相关节点电压、电流波形，讲述一 下工作原理：
[0054] 本发明工作原理如下：
[0055] 在不对称半桥反激变换器稳态工作阶段，假定以T0为起始时刻，GSL1为高电平信 号，该信号经微分电路处理后（处理及传输延时忽略不计）输出脉冲宽度固定的高电平信 号GSL2(高电平信号GSL2作用时间对应图7中的T0-T1阶段），GSL2信号为高电平的时间 长短只与微分电路参数R2、C2有关，与GSL1高电平时长无关；同时刻，高电平信号GSL1经 积分电路处理后（受Rl、C1充电回路影响，处理及传输延时不可忽略不计，计为死区时间， 对应图7中的T1-T2阶段）输出驱动信号GSH2(高电平信号GSH2作用时间对应图7中的 T2-T3阶段），GSH2的高电平脉冲宽度不固定，随控制1C输出驱动信号GSL1导通时长的变 化而变化。
[0056] T0-T1时间内，该阶段对应图6中GSL2信号为高电平时刻，整流二极管D1正向导 通，漏感能量和隔直电容上面的能量通过正激过程传递到副边，励磁电流负向线性上升；同 时，漏感Llk、隔直电容C3发生谐振，原边电流按近似正弦波轨迹谐振，此时隔直电容上面 存储的能量通过正激过程也向副边释放，原边电流进入负向；
[0057] T1-T2时间内，上、下管QH、QL均处于关断状态，在这段时间内漏感与原边励磁电 感均需续流，因此QH、QL漏源极间结电容、隔直电容、漏感、原边电感发生谐振，抽取M0S管 QH结电容的能量，VdsH电压下降，同时给QL的结电容充电，VdsL电压上升，T2时刻QL管 的漏源极间电压达到最高，QH管的漏源极间电压被抽到零电压；
[0058] T2-T3时间内，在T2时刻，上管驱动信号VGSH为高电平，上管开通，T2-T3时间段 内（该阶段对应图6中GSH2信号为高电平时刻）输入端的能量通过QH、隔直电容C3、漏感 Llk和原边绕组Npl这一回路给变压器激磁，激磁电流首先从负向线性减小到零以后继续 线性增加，直到隔直电容C3上的电流和励磁电流重合，副边整流二极管D1反向截止，到T3 时刻，上管QH关断；
[0059] T3-T4时间内，上、下管QH、QL均处于关断状态（从T4时刻起，一直到T7时刻，图 6中GSH2、GSL2信号均为低电平），在这段时间内漏感与变压器原边励磁电感均需要续流， 因此上、下管QH、QL漏源极间结电容、隔直电容C3、漏感Llk、原边电感发生谐振，抽取QL结 电容的能量，VdsL电压下降，同时给QH的结电容充电，VdsH电压上升，T3时刻QH的结电容 电压达到最高，QL的结电容电压被抽到零电压；
[0060] T4-T5时间内，整流二极管D1正向导通，变压器原边存储的能量向副边释放，励磁 电流线性下降，原边漏感电流续流，与隔直电容发生谐振，此时电流通过下管QL的体二极 管进行续流，到达T5时刻的时候漏感电流续流结束，电压反相，下管QL的体二极管电压反 向截止，阻断谐振回路，原边电流变为零；
[0061] T5-T6时间段内，变压器继续向副边提供能量，励磁电流继续线性下降，QH、QL两 管的漏源极电压保持不变，副边整流二极管D1继续导通，T6时刻励磁电流复位到零，整流 二极管D1的电流自然下降到零；
[0062] T6-T7时间段内，变压器励磁电感不被钳位，所以漏感、变压器原边电感、QH、QL两 管漏源极间结电容发生谐振（因隔直电容C3容量较大，其两端电压波动较小，该阶段，可认 为隔直电容C3不参与谐振），上管QH和下管QL漏源极间结电容相串联，然后与输入端并 联，所以谐振时候两管结电容电压之和等于输入电压，这段时间是和互补模式下不对称半 桥反激工作的控制方式最大的区别，T7时刻下管QL开启，这样就完成一个周期，接着继续 按照同样的工作过程重复工作；
[0063] 原边反馈的控制方式在T6-T7阶段实现，T6时刻原边励磁电感复位完毕，变压器 T1原边绕组Npl (对应原边电感）、谐振电容C3、漏感Llk、M0S管QH、QL漏源极之间寄生电 容开始谐振，起振瞬间，M0S管QH漏源极之间电压迅速下降，形成"拐点"（如图7所示QH的 VDSH电压波形），原边电感两端电压同步变化，因原边绕组与输出绕组、辅助绕组相耦合， 起振瞬间，原边电感两端电压与输出绕组两端电压即输出电压成匝比关系，同样，辅助绕组 两端电压与输出绕组两端电压成匝比关系。
[0064] 设定二极管D1正向导通压降为VF1，原边绕组NP1匝数为N P11，辅助绕组NP2两端的 耦合电压为VP12，辅助绕组NP2匝数为N P12，副边绕组NS1绕组匝数为N S1，对应的耦合电压为 V^，Vraf为控制1C内部参考电压基准，该值保持固定不变，则辅助绕组NP2两端的电压V P12与副边绕组NS1两端电压V _之间的数学关系为：
[0066] 则辅助绕组NP2两端的电压VP12与1C内部参考电压基准V" f之间的数学关系为：
[0068] 进一步的，可以得到输出电压Vout与1C内部参考电压基准Vraf、辅助绕组圈数 NP12、输出绕组圈数NS1、分压电阻R3、R4之间的数学关系为：
[0070] 变换器输出电压与副边绕组两端电压之间的数学关系为：
[0071] VD= vout-vF1
[0072] 因此，通过辅助绕组检测到该拐点，并将拐点信息传递至控制器，以实现对输出电 压的检测与控制，一旦固定Np12、NS1、R3、R4就可以通过原边反馈控制保证输出电压不变。
[0073] 本专利技术的优点显而易见：（1)从拓扑本身来看，不对称半桥反激能够实现软 开关，效率尚；输出电压与占空比有关，可通过调节占空比的方式提尚其电压调整率；变压 器工作于一、三现象，磁芯利用率高，体积优势；（2)从安规要求上来看，其变压器匝数较 少，更容易降低原、副边之间隔离电容容量，进一步的，它有较强的漏感处理能力，为满足更 高耐压等级的隔离要求可采用原副边绕组分槽绕制的方式。因此安规要求、EMC要求易于实 现；⑶从成本上来看，不对称半桥比反激多了一个低压开关管，多一颗陶瓷电容（容量、耐 压均较低，对成本几乎无影响），PWM信号