分压设置电路的 输出电压、输入电压、导通时间、关断时间的等量关系式。所述输出电压检测值与所述导通 时间或/和关断时间的关系是由所述非直接输出电压分压设置电路的拓扑结构决定的，即 所述输出电压检测值与所述导通时间或/和关断时间的关系由所述等量关系式确定。根据 所述等量关系式可以得到由输入电压、导通时间和关断时间表示的输出电压，同理也可以 得到由输入电压控制且由导通时间或/和关断时间决定的输出电压检测值。所述输出电压 检测值是一种可以跟踪输出电压变化的检测值，其虽然不等于输出电压，但其变化规律与 后续的过压保护设定值的变化规律等同于输出电压的变化规律。
[0078] 进一步，所述输出电压检测值采集电路120包括第一恒流源、与第一恒流源串联 的第一电容、与第一电容并联的第一控制开关；所述第一恒流源在所述输入电压的控制下 为所述第一电容充电，获得所述输出电压检测值；所述第一控制开关在所述导通时间或/ 和关断时间的控制下控制所述第一电容的充电时间。
[0079] 例如，假设所述非直接输出电压分压设置电路的拓扑结构为降压结构，则所述输 出电压检测值采集电路120的实现结构参见图5所示，芯片内部Vin的信号经过采样保持 电路（Buffer)得到Vins信号（即本实施例通过步骤S202获得的输入电压信号），由Vins 信号控制恒流源II = ΚΙΧ Vins (即第一恒流源）对内部电容C (即第一电容）在VI节点 上充电，且将VI节点在TQN时间内（即主开关Qsw导通时）充电，在T QFF时被Q3强制放电 到0,则VI节点上的电压（即输出电压检测值）为其中K1为 内部设定。
[0080] 假设所述非直接输出电压分压设置电路的拓扑结构为升压结构，则所述输出 电压检测值采集电路120的实现结构参见图6所示，由输入电压Vin控制恒流源II = KlXVin(即第一恒流源）对内部电容C(即第一电容）在VI节点充电，且将VI节点在 ??瞬间放电到0,并在?^+?^时间内充电，则VI节点上的电压（即输出电压检测值）为
i中K1为内部设定。
[0081] 假设所述非直接输出电压分压设置电路的拓扑结构为升降压结构，则所述输出 电压检测值采集电路120的实现结构参见图7所示，由输入电压Vin控制恒流源II = KlXVin(即第一恒流源）对内部电容C(即第一电容）在VI节点充电，且将VI节点在T? 瞬间对基准电压VDD/2放电到0,并在T QN时间内充电；其中，在TnN时间内SW1导通，SW2截 止。则VI节点上的电压变化量（即输出电压检测值）彡
-，其 中K1为内部设定。
[0082] 本发明的保护范围不限于本实施例列举的输出电压检测值的获取方式，凡是根据 本实施例的工作原理实现的输出电压检测值的获取方法都包括在本发明的保护范围内。
[0083] 所述过压保护设定值采集电路130利用所述非直接输出电压分压设置电路的过 压保护电阻控制获得与所述非直接输出电压分压设置电路的导通时间或/和关断时间相 关的过压保护电压设定值。其中，所述过压保护电压设定值与所述导通时间或/和关断时 间的关系是由所述非直接输出电压分压设置电路的拓扑结构决定的，即所述过压保护电压 设定值与所述导通时间或/和关断时间的关系由所述等量关系式确定。根据所述等量关系 式可以得到由输入电压、导通时间和关断时间表示的输出电压，可以得到由输入电压控制 且由导通时间或/和关断时间决定的输出电压检测值，同理也可以得到由过压保护电阻控 制且由导通时间或/和关断时间决定的过压保护电压设定值。所述过压保护电压设定值是 一种可以跟踪输出电压变化的过压保护设定值，即其可以随着输出电压的变化与所述输出 电压检测值一起来确定过压保护的大小。
[0084] 进一步，所述过压保护设定值采集电路130包括第二恒流源、与第二恒流源串联 的第二电容、与第二电容并联的第二控制开关；所述第二恒流源在所述过压保护电阻的控 制下为所述第二电容充电，获得所述过压保护电压设定值；所述第二控制开关在所述导通 时间或/和关断时间的控制下控制所述第二电容的充电时间。
[0085] 例如，假设所述非直接输出电压分压设置电路的拓扑结构为降压结构，则所述过 压保护设定值采集电路130的实现结构参见图5所示，利用芯片外部的R OTP电阻设置0VP 保护电压，通过芯片内部的模块产生VOTP信号控制恒流源12 = K2 X ROTP (即第二恒流源） 对另一个相同容量的电容C (即第二电容）在V2节点上充电，且将V2节点在开始的 瞬间放电到〇,并在?^+Τ^时间内充电，则V2节点上的电压（即过压保护电压设定值）为
G中Κ2为内部设定。
[0086] 假设所述非直接输出电压分压设置电路的拓扑结构为升压结构，则所述过压保护 设定值采集电路130的实现结构参见图6所示，利用芯片外部的RWP电阻设置0VP保护电 压，通过芯片内部的模块产生VOTP信号控制恒流源12 = K2XROTP(即第二恒流源）对另一个 相同容量的电容C (即第二电容）在V2节点上充电，且将V2节点在时间内充电，则V2 节点上的电压（即过压保护电压设定值）为
其中Κ2为内 部设定。
[0087] 假设所述非直接输出电压分压设置电路的拓扑结构为升降压结构，则所述过压保 护设定值采集电路130的实现结构参见图7所示，利用芯片外部的ROTP电阻设置0VP保护 电压，通过芯片内部的模块产生V OTP信号控制恒流源12 = K2XROTP(即第二恒流源）对另一 个相同容量的电容C(即第二电容）在V2节点上充电，且将V2节点在时间内放电；其 中，在T QFF时间内SW1截止，SW2导通。则VI节点上的电压变化量（即输出电压检测值）为
^其中K2为内部设定。 L0088J 不友明的保扩泡围个限于本实施例列举的过压保护电压设定值的获取方式，凡是 根据本实施例的工作原理实现的过压保护电压设定值的获取方法都包括在本发明的保护 范围内。
[0089] 所述比较电路140与所述输出电压检测值采集电路120和过压保护设定值采集电 路130分别相连，用于比较所述输出电压检测值采集电路获得的输出电压检测值与所述过 压保护设定值采集电路获得的过压保护电压设定值的大小，当所述输出电压检测值大于所 述过压保护电压设定值时，触发所述非直接输出电压分压设置电路的过压保护。所述比较 电路140通常可以通过比较器实现。
[0090] 例如：图8为图5所示的降压结构的过压保护时序图，启动前处于状态，由于 V2是从上一个周期的算起，因此相对来说启动第一个脉冲的会很长，V2会被内部 钳位在高电平。启动时V1〈V2,不会触发0VP。之后的脉冲由于此时输出电压比较低，T QFF 时间会比较长，也不会触发0VP ;只有当输出电压升高时，时间会减少，U时间会增加， 才会触发0VP。通过对VI，V2的比较就可以实现输出电压的精确保护。即当V1>V2时触发 0VP保护，此时HVinXU = VOTPX (?^+TJ，进而可以推知此时的过压保护电压设定值为
由于R1，ΚΙ，K2均为芯片（即所述非直接输出电压分压设置电 路）内部的设定，可以保证精度的一致性，因此VOTP的精度取决于ROTP与Rin的精度，与其他 元件无关，并且Rin是原系统的启动电阻，无需额外增加。
[0091] 图9为图6所示的升压结构的过压保护时序图，其中，V2的电压会被锁存保持住， 直到时间结束时才重新更新；VI与上一周期的V2进行比较。启动前开关管Q4处于T QFF 状态，由于V2是从上一个周期的算起，因此相对来说启动第一个脉冲的会很长，V2 会被内部钳位在高电平。启动时V1〈V2,不会触发0VP。之后的脉冲由于此时输出电压比较 低，??时间比较短，时间比较长，也不会触发0VP ;只有当输出电压升高时，时间会 减少，??时间会增加，才会触发0VP ;下一个周期开关管Q3就不会再打开，直到芯片内部的 逻辑重新启动。当V1>V2时触发0VP保护，此时VINX (UU = V-XT^，进而可以推知 此时的过压保护电压设定值为
。由于K1，K2均为芯片（即所述非直接输出 电压分压设置电路）内部设定，可以保证精度的一致性，因此VOTP的精度仅取决于RWP的精 度，与其他元件无关。
[0092] 图10为图7所示的升降压结构的过压保护时序图，其中，电容C 一端接参考电压 VDD/2,另一端的电压会被锁存保持住，直到信号结束时才重新更新，与参考电压VDD/2 进行比较。启动前开关管处于状态，由于VI是从上一个周期的算起，因此相对来说 启动第一个脉冲的会很长，VI会被内部钳位在低电平。启动瞬间电容C两端电平被清 零，此时VI = VDD/2,不会触发OVP。之后的脉冲由于此时输出电压比较低，Tm比较短，TQFF 比较长，八￥1〈八￥2，因此￥1〈￥00/2，也不会触发(^;只有当输出电压升高时，1^会减少， ??会增加 ，Λ