用于同步整流mosfet的控制器、开关模式功率转换器和控制方法
【专利摘要】公开了一种控制器，被配置为控制具有漏极、源极和栅极的同步整流MOSFET；所述控制器包括：调节器，被配置为将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第一调节电压；以及栅极充电器，在所述同步整流MOSFET操作的开启阶段期间可操作，并被配置为：将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第二调节电压，所述第二调节电压具有比所述第一调节电压的绝对值更大的绝对值，其中所述栅极充电器还被配置为在操作时禁用调节器。还公开了包括这种同步整流MOSFET的开关模式功率转换器，以及用于控制这种同步整流MOSFET的方法。
【专利说明】用于同步整流MOSFET的控制器、开关模式功率转换器和控制方法
技术领域
[0001]本公开涉及用于开关模式功率转换器中的同步整流器的控制器。本公开还涉及具有这种控制器和同步整流器的功率转换器电路，并涉及操作这种控制器和电路的方法。
【背景技术】
[0002]通过用开关替换常规地用于转换器的AC至DC输出侧处的整流的二极管，可以提高开关模式功率转换器(SMPC)(也称为开关模式电源(SMPS))的效率，开关通常被实现为M0SFET。通过适当地控制开关的打开和关闭的定时，可以提供整流-也就是说，它可以用于阻止反向电流，同时允许正向电流流动-而不存在与传统的整流二极管相关联的正向压降。由于这种开关的定时被同步至电流的定时，因此这通常被称为同步整流。
[0003]实践中，由于同步整流MOSFET的传导通道上的压降、其栅极电荷和用于同步整流的控制器所需的电源电流，因此不能完全实现与零整流损耗相关联的效率提高。
[0004]可以通过调节同步整流(或syncrec)MOSFET的栅极上的电压来增强对同步整流MOSFET的控制，使得MOSFET在线性模式下而不是作为简单的开关进行操作。例如，美国专利号US 5,946,207公开了一种用于回扫转换器(flyback converter)的同步整流器以改进开关定时和效率，其中通过放大器来控制FET的栅极，所述放大器将FET的漏-源电压与参考电压源的电压进行比较。
[0005]在包括放大器并作为调节器操作的反馈环路中通常需要快速响应时间与稳定操作之间的折衷，快速反应时间需要来自放大器的相对高的开环增益，稳定操作需要来自放大器的相对低的开环增益。
【发明内容】
[0006]根据本公开的一个方面，公开了一种控制器，被配置为控制同步整流M0SFET，同步整流MOSFET具有漏极、源极和栅极;所述控制器包括:调节器，被配置为控制所述栅极上的充电，以将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第一调节电压；以及栅极充电器，被配置为仅在所述同步整流MOSFET操作的开启阶段期间向栅极供应电荷，其中所述栅极充电器还被配置为在供应电荷时禁用所述调节器。通过包括在同步整流操作的一部分期间供应电荷的栅极充电器，可以放宽稳定时间与过冲之间的折衷所施加的限制。
[0007]在一个或更多个实施例中，所述栅极充电器被配置为向栅极供应电荷，以趋于将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第二调节电压，所述第二调节电压具有比所述第一调节电压的绝对值更大的绝对值。通过这样使得供应给栅极的电荷量依赖于同步整流MOSFET的漏-源电压，可以确保栅极在导通期间充电至同步整流MOSFET需要以传导的电流量的合适电平，原因在于同步整流MOSFET的漏-源电压充当所需的电流传导电平的代理。这种配置还可以允许栅极充电器被设计为在功能上与调节器的一半(也就是说，上拉或充电部分)类似。此外，因为在这些实施例中，第二调节电压具有与第一调节电压的绝对值相比更大的绝对值，因此在调节点与局部地(local ground)之间存在更大的偏移:这可以允许更强或更大的(负的)控制信号、电压和/或电流，从而可以提供更快的控制。因此，尽管栅极充电器仅对栅极充电并且不对栅极放电，(换言之，来自栅极充电器的充电电流不会为负，而调节器可以提供负充电电流以对栅极放电)，但是更快的控制允许更快地切断充电电流一一由此减小过冲或过度充电(否则，可能由于在充电电流正在被降至零的同时继续流动的电荷而导致过冲或过度充电)。在这种程度上，栅极充电器可能不能完全调节同步整流MOSFET的漏-源电压，但“趋于”调节同步整流MOSFET的漏-源电压。
[0008]在其他实施例中，尤其是在可以事先知晓同步整流MOSFET需要以传导的电流电平(一旦导通同步整流M0SFET)的情况下，栅极充电器可以例如从预先充电的电容器向栅极供应预先确定的或固定的电荷，或向栅极供应恒定的但选通的电流源。
[0009]在一个或更多个实施例中，第一调节电压位于1mV和10mV之间，或位于40mV和60mV之间。通常第一调节电压可以是50mV。具有接近零的调节电压可以实现高效调节，而不必移动不必要的电荷(一旦已经达到了或接近了调节控制点)。
[0010]在一个或更多个实施例中，第二调节电压位于10mV和500mV之间，或位于300mV和400mV之间。通常第二调节电压可以是350mV。具有比第一电压更高的第二调节电压可以使栅极能够在减小或最小延迟的情况下接近或达到调节控制点。
[0011]在一个或更多个实施例中，栅极充电器被配置为在漏极与源极之间的电压开始超过MOSFET的背栅二极管的正向(膝处((knee)))电压的一半或约一半时启动操作。因此，可以常规地实现栅极充电器的操作，而不需要附加电路以确定合适的启动时间。通常MOSFET的背栅二极管的正向电压可以近似为700mV。
[0012]在一个或更多个实施例中，栅极充电器仅当同步整流MOSFET的背栅二极管在传导时可操作。这可以允许调节器在其他时间提供调节，具体地在MOSFET通道正在传导时以及在同步整流MOSFET的栅极正在放电时。
[0013]在一个或更多个实施例中，调节器和栅极充电器各自包括反馈环路，并且栅极充电器的反馈环路的开环增益大于第一调节器的反馈环路的开环增益。
[0014]在一个或更多个实施例中，控制器是用于开关模式功率转换器的控制器，并且还包括功率开关控制单元，所述功率开关控制单元被配置为控制所述开关模式功率转换器的功率开关的切换。具有相对尚效率的同步整流对于诸如开关t吴式电源等的开关t吴式功率转换器可能是重要的；然而，在其他实施例中，可以在其他地方使用同步整流MOSFET，例如在其中同步整流MOSFET可以替代次级侧上的传统二极管桥的线性电源中。类似地，同步整流MOSFET可以在SMPS的初级侧或在非隔离的电源中形成有源桥式整流器。
[0015]根据本公开的另一方面，提供了一种开关模式功率转换器，包括功率开关、同步整流MOSFET和根据任一前述权利要求所述的控制器，该控制器被配置为至少控制所述同步整流MOSFET0
[0016]在一个或更多个实施例中，功率转换器是谐振转换器。
[0017]根据本公开的另一方面，公开了一种控制开关模式功率转换器中的同步整流器的方法，所述开关模式功率转换器具有漏极、源极和栅极并包含背栅二极管，所述方法包括:通过第一调节器将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第一调节电压;通过栅极充电器在所述同步整流MOSFET操作的开启阶段期间将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第二调节电压，所述第二调节电压具有比所述第一调节电压的绝对值更大的绝对值；以及每当所述栅极充电器工作时禁用所述第一调节器。
[0018]在一个或更多个实施例中，当所述漏极与源极之间的电压开始超过MOSFET的背栅二极管的正向导通电压的一半或约一半时，由所述栅极充电器进行的调节开始。
[0019]在一个或更多个实施例中，将漏极与源极之间的电压调节至第一调节电压包括:将电压调节至_40mV和-60mV之间。类似地，在一个或更多个实施例中，趋于将漏极与源极之间的电压调节至第二调节电压包括:趋于调节至_300mV和-400mV之间的电压。
[0020]从下文描述的实施例将显而易见并且将参照下文描述的实施例阐述本发明的这些方面和其他方面。
【附图说明】
[0021]将仅以示例的形式参照附图来描述实施例，其中，
[0022]图1示意性示出了包括两个同步整流MOSFET的谐振转换器；
[0023]图2(a)示出了根据一个或更多个实施例的控制器的示意图；
[0024]图2(b)示出了根据一个或更多个实施例的另一控制器的示意图；
[0025]图3示出了根据一个或更多个实施例的调节器的上拉部分的电路图；
[0026]图4示出了根据一个或更多个实施例的调节器的另一下拉部分的电路图；
[0027]图5示出了根据一个或更多个实施例的栅极充电器的电路图；
[0028]图6(a)示出了随着调节器和栅极充电器的跨导放大器的差分输入电压的变化在它们的输出端216处假想可用的电流；
[0029]图6(b)示出了在一个或更多个实施例中在调节器的输出级的输出端处的实际可用的电流；
[0030]图7是针对低电流操作将包括栅极充电器的控制器与不包括栅极充电器的控制器的栅极电压随时间的改变进行比较的图；以及
[0031]图8是针对高电流操作将包括栅极充电器的控制器与不包括栅极充电器的控制器的栅极电压随时间的改变进行比较的图。
[0032]应当注意的是，附图是示意性的并且不必按比例绘制。为了附图的清楚和方便，这些附图的各部分的相对尺寸和比例已经被示为尺寸放大或缩小的。相同的附图标记通常用于指修改的和不同的实施例中的相应或类似的特征。
【具体实施方式】
[0033]图1示出了开关模式功率转换器100，在这种情况下，谐振转换器。转换器包括两个功率MOSFET 110和111，其中两个功率MOSFET 110和111相对地交替断开和闭合，以周期性地将变压器120的初级侧绕组121与输入电压Vin连接。初级侧绕组121经由谐振槽路电容器131接地，从而形成谐振槽路的一部分。在该示例中，输出侧包括变压器120的次级绕组122和123。每个次级绕组经由相应的同步整流器MOSFET 132和133与输出端连接。通过相应的控制器162和163来控制同步整流器MOSFET 132、133，在这种情况下，在同一集成电路160中实现相应的控制器162和163。输出电路包括输出电容器140并且可以如所示的在150处具有输出端两端的负载。
[0034]在图2(a)中示出了根据一个或更多个实施例的控制器。控制器具有两个部分:常规或第一调节器210和栅极充电器220’；第一调节器可以在充电和放电二者期间操作，而栅极充电器可以仅在充电或导通阶段期间操作以供应电荷，如以下将更详细地讨论的。
[0035]第一调节器作为连续调节器以一般传统方式操作:它尝试调节MOSFET的栅极，以确保建立其漏极与源极之间的恒定电压Vds (例如-50mV) ο当越来越多的电流沿正向方向从源极向漏极流动时，调节器将栅极推至正得多的电压，以将Vds维持在调节电压Vref (在这种情况下，50mV)。因此，如果电流较小，则栅极将被充电至仅稍微高于MOSFET的阈值电压；如果电流增加，则进一步对栅极充电:结果不会不必要地将能量浪费在对栅极的充电中。
[0036]本领域技术人员将理解，从使用原则上不具有转换速率(slewrate)限制的输入级来实现第一调节器(而通常可能期望将转换速率限制用于常规调节器中:结果，在常规输入级中，可以由第一调节器的输入级供应的最大输出电流与差分输入对的拖尾电流相等)的意义上讲，第一调节器不完全是常规的。因此，调节器可以用更大的输入电压来提供更多的输出电流，并且该关系初始地甚至是指数的，在这之后受串联电阻和有限的电流放大因子的限制。因此，当使得输入电压更大时，更多电流可用。因此，在二极管传导期间，对调节器的充电可能非常快速，其中输入电压是几百毫伏，但是这对于调节自身关闭不是如此，因为在该情况下，由于其输入电压因此小得多-通常仅几十毫伏因而不存在那么多可用的电流。
[0037]如果要贯穿整个整流循环使用该调节器，则可能出现一个或更多个问题。例如，在整流循环开始时，同步整流MOSFET的栅极将处于零或小于零;它可能由于其与漏极的电容耦合而被推为负。源极处于接地电平，并且漏极为负的与其体二极管相对应的电压一一也就是说，漏极电压被限制为与体(也称为背栅)二极管相同，原因在于漏极与体二极管的阴极相连并因此束缚于体二极管的阴极，并且源极与体二极管的阳极连接。调节器因此与其控制点具有较大偏移，并因此具有较大的驱动来产生高电流以对同步整流MOSFET的栅极充电。因此，充电能力很大-其可能是有问题的，原因在于它保持对栅极充电直至已经充分地调节导通M0SFET，使得Vds已经达到了调节电平Vref (例如-50mV)。这时，应当立即停止对栅极的充电，但是这由于例如内部寄生电容等的因素而不会发生。在栅极上过度充电的结果可能是对栅极电压的显著过冲，从而导致不希望的栅极驱动损耗。
[0038]因此，提供了栅极充电器。栅极充电器被配置为在同步整流MOSFET的导通阶段期间操作，并当它正在对栅极充电时禁用调节器。栅极充电器可以如图2(a)中所示，包括子控制器224’，子控制器224’监视Vds，并且在Vds比第二调节电压负得多的情况下，通过例如闭合或切换开关228从充电源Q向同步整流的栅极供应电荷。如图所示，Q可以是例如电容器并可以从电源电压Vcc供应。因此，栅极充电器可以例如通过闭合开关例如从预先充电的电容器向栅极供应预定或固定的电荷，或通过切换开关向栅极供应恒定但选通(gated)的电流源。
[0039]当栅极充电器正在供应电荷时，子控制器例如通过所示的“禁用”信号禁用调节器，“禁用”信号可以束缚于针对开关228的控制或者是来自子控制器的单独控制输出(未示出)。备选地，在一些实施例中，可以通过(例如通过所示的开关226’)断开调节器的输出来禁用调节器，以防止它向同步整流栅极供应电荷;在这种实施例中，应当仔细地设计调节器，以避免在其输出被断开时硬导通，或以其他方式防止第一调节器当不再禁用时(也就是说，一旦栅极充电器已经停止供应电荷)立即以高速率供应电荷。
[0040]在图2(b)中示出了根据一个或更多个实施例的控制器。类似于图2(a)，控制器具有两个部分:常规调节器210(例如已经描述的并且以下被称为“第一”调节器的调节器)和栅极充电器(其在这种情况下被实现为导通或第二调节器220);第一调节器可以在充电和放电二者期间操作，而栅极充电器可以仅在充电或导通阶段期间操作，如以下将更详细讨论的。将理解的是，鉴于栅极充电器可以仅在充电或导通阶段期间操作，不必在其他时刻对其进行禁用;在诸如图2(b)中所示的设计等的设计中，栅极充电器可以持续监视Vds，但是从提供输出以对栅极充电的意义上仅当Vds比第二调节电压负得多时才操作(如以下将更详细讨论的)。
[0041]在这些实施例中，栅极充电器在同步整流MOSFET的导通阶段期间是可操作的，并被配置为趋于将Vds调节至第二调节电压，第二调节电压具有比第一调节电压的绝对值更大的绝对值。栅极充电器还被配置为在操作中时禁用第一调节器。
[0042]通过具有高调节电压，该栅极充电器能够更好地将同步整流MOSFET的栅极充电至合适的值而不存在过多的过冲。栅极充电器在导通阶段期间是活动的，所述导通阶段可以是MOSFET的背栅二极管正在传导期间。栅极充电器的调节电压Vreg2通常可以在10mV和500mV之间，或300mV和400mV之间，或者如所示为350mV。更具体地，调节电压可以近似等于二极管导通电压的一半一一也就是说二极管的VI曲线的膝处。栅极充电器可以具有与第一调节器相同的能力，以根据Vds与其调节电平的偏离产生用于充电和放电的大电流;然而，通过具有更大的(绝对)调节电压，相对于调节器(例如第一调节器)增强了产生大内部电流以停止充电的能力一一其中电平接近O。
[0043]在导通阶段期间，典型地在同步整流漏极电压(Vds)比_350mV(等于Vd/2，其中在同步整流MOSFET的背栅的正向传导期间Vd = 700mV是背栅二极管电压)更低(也就是说，负得多)时，栅极充电器可操作，在其导通阶段期间禁用调节器。同步整流栅极上的电荷将达到Vth(以充分地断开同步整流，从而将其Vds限制为350mV)。调节器然后接管控制，并提供调节，其中栅极电压Vgate满足Vth<Vgate<Vmax; Vmax通常可以是12V。
[0044]鉴于栅极充电器在导通阶段期间是可操作的，它可能不能贯穿同步整流器正在导通的整个过渡期间或整流循环的整个开始期间操作，如现在将描述的:
[0045]在整流循环开始时，漏极电压从正值快速下降，直至漏极变为负的一个二极管电压，并且同步整流MOSFET的内部(背栅或体)二极管开始传导。然后，第一调节器变为活动的，从而从漏极变得比该调节器的调节电压(Vref，例如-50mV)负得多的时刻开始对栅极充电。但是漏极太快变为负，以至于它将在功率MOSFET被足够硬调节导通以防止它变得更深之前，变得比栅极充电器的调节电平(Vreg2)更低。现在，栅极充电器变为活动的并禁用第一调节器。它将开始对功率MOSFET的栅极充电。当栅极充电器已经将功率MOSFET的栅极拉到足够高于其阈值时，调节将被切换至第一调节器，使得其Vds已经变得小于二极管的正向电压的约一半(Vd/2)(如以下将更详细地解释的)，也就是说Vreg2 = Vd/2。从那一时刻开始，栅极充电器开始再次将自身调节断开。当它将自身调节断开时，第一调节器再次启用并接管调节。
[0046]理想地，一旦Vds达到参考电平(如已经提及的，通常被设置为负的二极管正向电压的二分之一)，栅极充电器就将无限地快速停止其充电活动，以立即停止对栅极充电。然而，延迟通常将使充电持续稍长时间，使得第一调节器将稍晚接管，优选地，确切地在功率MOSFET的I Vds I已经降至第一调节器的参考电平的时刻。然而，通过第一调节器的常规调节来适应与这一时刻的偏离:当栅极的充电比该理想时刻更早停止时，第一调节器将需要一段时间来进一步对栅极充电，以将I Vds I减小至其调节电平。当栅极的充电比该理想时刻更晚停止时，第一调节器将对栅极放电，以将I Vds I增加至其调节电平。
[0047]返回图2(a)和图2(b)，可以看出第一充电调节器210包括电压源212，电压源212用于提供相对于线268上的同步整流MOSFET漏极电压的调节电压Vref，如所示其可以为50mV，并充当跨导放大器214的第一输入。也就是说，跨导放大器的第一输入等于Vdrain+Vref (在这种情况下，(Vdrain+50mV))。通过保护开关202来可切换地断开第一输入。开关202可以被实现为晶体管，并充当快门开关，以使比其栅极电压更高的电压远离放大器的输入。跨导放大器的第二输入是同步整流MOSFET源电压(VsourCe)270。向同步整流MOSFET的栅极施加输出线216上的跨导放大器输出电流。通常，线216上的输出电流通过输出级被送往同步整流MOSFET ο为了更清楚地说明该实施例，未示出输出级。本领域技术人员熟知输出级。
[0048]考虑图2(b)，控制器200的栅极充电器220包括第二电压源222，第二电压源222提供相对于同步整流MOSFET漏极(Vdrain)的第二调节电压，并作为跨导放大器224的第一输入。因此，第二调节电压是Vreg2，其在这种情况下是350mV。跨导放大器224的第二输入是同步整流MOSFET源270。来自跨导放大器的线226上的输出控制栅极充电晶体管250的栅极，栅极充电晶体管250的输出通过电源轨Vcc对同步整流MOSFET的栅极充电。还向第一调节器的跨导放大器214提供来自跨导放大器224的线226上的输出，作为切断输入(blankinginput)，以当栅极充电器正在提供调节时，禁用第一调节器。通过使用跨导放大器224的输出来断开另一晶体管250(该另一晶体管250将电荷供应到同步整流栅极上)，明确地示出了栅极充电器仅对同步整流栅极充电，并且不对同步整流栅极放电。相反，来自第一调节器214的输出可以根据输入是正还是负来对同步整流栅极进行充电和放电。本领域技术人员将理解的是，在一些实施例中，图2(a)和图2(b)中对第一调节器的描绘仅是示意性的，并且调节器可以被实现为两个比较器或跨导放大器(未示出)，来自其中第一个的输出控制电压源和同步整流栅极之间的晶体管的栅极，并且来自其中第二个的输出控制地与同步整流栅极之间的晶体管的栅极。这两个晶体管中的第一个因此提供对同步整流栅极的充电，并且晶体管中的第二个提供对同步整流栅极的放电。因此，在一个或更多个实施例中，栅极充电器与调节器的充电部分之间的类似性是显而易见的，并且因此栅极充电器可以被不严格地描述为“导通调节器”。
[0049]可以通过电源轨Vcc提供跨导放大器214和跨导放大器224二者。在其他实施例中，具体地在Vcc高于12V的情况下，可以经由提供12V的最大电源电压的额外的内部调节器来提供针对跨导放大器的电源。晶体管250可以用其漏极直接与Vcc连接。
[0050]图3示出了用于控制同步整流器(或synCreC)M0SFET132的调节器的部分电路图，例如其可以用作图2(a)和图2(b)所示的实施例中的第一调节器的一部分。调节器包括反馈放大器，反馈放大器尝试调节MOSFET 132的栅极，以保持最大漏-源电压Vds。为了这样做，调节器控制栅极充电MOSFET 310的栅极上的电压。栅极充电MOSFET 310控制从电源线Vcc(其在这种情况下可以被示为处于12V)向同步整流MOSFET 132的栅极供应的电荷。应当注意的是，图3仅示出了调节器的上拉部分并且可以仅对同步整流MOSFET的栅极充电；图4中示出且以下讨论的类似的电路执行下拉部分。
[0051 ]由参考电压Vref ’来定义目标漏-源电压Vds，在图3中参考电压Vref ’可以被示出为54mV。将双极晶体管321、322、323和324与电流镜(current mirror)330—起布置，作为具有小转换速率限制并且在输出端处具有轨到轨能力的可变跨导，以提供输出电流从而驱动缓冲晶体管310的栅极。在一个或更多个实施例中，输出用于限制环路增益，并且缓冲晶体管310是具有大量电流增益的另一电流镜(未示出)的输出晶体管。来自缓冲晶体管310的输出驱动同步整流MOSFET的栅极。
[0052]跨导放大器包括偏置电流Ibias，偏置电流Ibias是当输入处于调节电平并且输出在电源和地之间时在输入级的每个分支中流动的电流。通常为了晶体管的正确工作需要偏置电流Ibias，以在差分输入电压与调节电平偏离时提供针对要产生的输出电流的起始点。当跨导放大器具有处于调节电平处的输入时，它具有零输出电压，并且输出电压将不变，并稳定在电源与地之间。
[0053]通常将垂直双极晶体管的反向电压限制为约5V，原因在于当作为击穿的结果过多的反向电流将流过它的基极-发射极结时，它的电流放大因子会显著退化。因此，晶体管340包括在漏极和跨导放大器之间:晶体管340是高压晶体管，其保护同步整流MOSFET的漏极电压在高于晶体管340的栅极的情况下避免达到跨导放大器中的晶体管的发射极。当漏极低于晶体管340的栅极减去阈值时，漏极电压被传送至发射极。漏极越低，晶体管340的电阻变得越低。
[0054]图4示出了第一调节器的下拉部分。电路与图3中所示的上拉部分的类似之处在于通过参考电压Vref ’定义漏-源电压Vds的目标，参考电压Vref ’在图4中被示出为50mV。将双极晶体管421、422、423和424与电流镜430—起布置，作为具有小转换速率限制并且在输出端处具有轨到轨能力的可变跨导，以提供输出从而驱动栅极放电MOSFET 410的栅极，栅极放电MOSFET 410可以与图3中所示的上拉部分中所使用的栅极充电MOSFET 310类似;备选地，它可能是不同的，原因在于，由于它经历12V的最大电压，因而它可能具有较低的击穿电压。类似地，用于保护跨导放大器中的双极晶体管的高压晶体管440可以与用于上拉部分的高电压晶体管(340)相同。优选地，下拉部分应当具有比上拉部分的调节电平Vref = -54mV稍高(也就是说，在绝对意义上说更小)的调节电平(Vref’)，例如-50mV，以防止作为两者同时作用的结果的交叉传导电流。在这种程度上，图2示出了简化的示意图(具有单个值Vref= -50mV) ο
[0055]图5示出了用于控制同步整流器(或SynCreC)M0SFET132的调节器的电路图，其可以用作例如图2所示的实施例中的栅极充电器。本领域技术人员将意识到，除在这种情况下用于调节的参考电压是Vreg2(其通常可以在10mV与500mV之间，更具体地，在300mV与400mV之间)以外，该电路与图3中所示的电路关于第一调节器是基本等同的。在输出电荷供应晶体管510的栅极处提供来自该调节器的输出，其还可以用作针对常规调节器的切断信号。
[0056]通过提供栅极充电器，可以避免折衷的效果，其中如果仅使用第一调节器，则将不可避免地需要折衷的效果-具体地，被实现为包括反馈环路的放大器的调节器仅具有关于所述放大器的增益的单个自由度:较高的增益可能导致调节器的改善的响应时间，但相对于较低增益以稳定性为代价。通常通过调节器中所使用的组件的值预先确定调节器的增益。
[0057]图6(a)示出了随着X轴或横坐标上的第一或常规调节器210的输入级或跨导放大器214和栅极充电器220的输入级或跨导放大器224的差分输入电压的变化在第一或常规调节器210的输入级或跨导放大器214的输出线216处可用的电流610和在栅极充电器220的输入级或跨导放大器224的输出端226处可用的电流620的示例，在这种情况下，两者均保持活动。水平线630代表O电流。因此，线630以上的电流指示启用电流，并且线630以下的电流指示禁用电流。曲线610和620在它们相应调节电压(Vref和Vreg2)处穿过零线，相应调节电压在该示例中分别是_50mV和-330mV。曲线610和620二者均是指数的，但是曲线610的指数系数非常小，并且该曲线近似为直线，原因在于它受到串联电阻和/或有限电流放大因子的限制。(应当注意的是，它仍达到了 1.6mA的电平，而它的偏置电流仅为25uA)。
[0058]在一个或更多个实施例中，当栅极充电器产生正电流(也就是说，在调节点625处)时，栅极充电器禁用第一调节器。在图6(a)中，这是漏-源电压变得比-330mV负得更多的位置。
[0059]图6(b)示出了相对于X轴上的差分输入电压绘制的常规调节器的输入级的输出端处的实际可用电流。如图所示，在零差分电压处，电流为负，但电流随着负得越来越多的输入电压而增加，直至近似_330mV。这遵循图6(a)中示出的图610:在645处所示的-50mV的调节电压处电流为O。由于与图6(a)中的图的比例相比该图的比例扩展，因此在图6(b)中可以识别出增加的指数性质。在等于_330mV的负差分输入电压处，在655处存在输出电流向O的突变。这是栅极充电器开始提供电流并由此禁用第一调节器的结果。在负得非常多的差分输入电压处(大于近似650mV)，在所示的实施例中第一调节器不再禁用，并且开始提供660处所示的相对小但指数地增长的电流。
[0060]图7针对低电流示出了在710处没有栅极充电器和在720处具有栅极充电器的情况下相对于时间T绘制的同步整流的栅极电压。在该示例中，峰值电流Ipeak = 5A。针对图710，同步整流MOSFET在与图的左半部分相对应的时间间隔期间导通，并在与图的右半部分相对应的时间间隔期间截止;相反地，针对图720，同步整流MOSFET在与图的右半部分相对应的时间间隔期间导通，并在与图的左半部分相对应的时间间隔期间截止。
[0061]针对没有栅极充电器的同步整流，栅极被充电至远高于阈值电压的高电压(例如如图710中所示可以约为6V)，此后进行放电直至已经达到了 Vds调节电平。如图所示，针对低电流，这增加了栅极驱动损耗。针对具有栅极充电器的同步整流，栅极根据Vds调节电平单调地充电和放电，并且栅极驱动损耗处于或接近最小且最佳的水平。
[0062]图8针对高电流示出了在810处没有栅极充电器和在820处具有栅极充电器的情况下相对于时间T绘制的同步整流的栅极电压。在该示例中，峰值电流Ipeak = 20A。针对图810，同步整流MOSFET在与图的左半部分相对应的时间间隔期间导通，并在与图的右半部分相对应的时间间隔期间截止;相反地，针对图820，同步整流MOSFET在与图的右半部分相对应的时间间隔期间导通，并在与图的左半部分相对应的时间间隔期间截止。在这种情况下，在没有栅极充电器的情况下，将栅极充电至高电压继而进行放电直至已经达到了Vds调节电平导致栅极在每个循环中被充电和放电几乎两次。与图7中所示的低电流情况类似，针对具有栅极充电器的同步整流，栅极根据Vds调节电平单调地充电和放电，并且栅极驱动损耗处于最佳的水平。将观察到的是，在较高的峰值电流处，故意将栅极充电至相对于图7中所示的电压更高的电压(其在这种情况下可能高达7V(参见时间间隔的大部分上的电压的正斜率))，以通过同步整流MOSFET的较低的导通电阻来实现较低的传导损耗。
[0063]本领域技术人员将理解的是，充电停止的确切时间可以依赖于MOSFET的尺寸:非常大的MOSFET将充电得稍慢，使得存在更多的时间来停止充电。因此，它可以在达到第一调节器的Vds调节电平之前停止充电。小得多的MOSFET被更快速地充电，因此存在较少的时间来停止充电，并且将存在一些有限的过冲；即便如此，因为栅极电容小得多，所以可以预期额外的栅极驱动损耗更有限。
[0064]尽管图1中所示的转换器是谐振转换器，但是实施例不限于谐振转换器，而是可以包括其中在输出侧同步整流有益的其他转换器。此外，图7和图8具体地示出了谐振转换器的行为，其中电流是正弦的；本领域技术人员将认识到，本公开不限于此，它们仅是示出可以如何在栅极充电器的帮助下避免栅极电压过冲的示例。然而，针对一个或更多个实施例，谐振转换器是特别合适的应用，原因在于电流具有正弦形状并且因此在导通阶段开始时较小:
[0065]为了说明这一点，考虑说明性常规同步整流，其中在传导循环开始时完全地硬导通同步整流M0SFET，并且在足以给栅极驱动器提供对栅极完全充电的机会并等待充分地抑制振荡(ringing)的最小等待时段之后，(通过硬导通开关)切断栅极驱动器的上拉(也就是说，开关至少部分地断开)，并激活调节(其对栅极进行调节使得保持Vds调节电平)。当电流在开关导通时段结束时仍很小时，将几乎完全调节截止栅极。当接下来电流增加到高得多的电平时，必须足够快地调节导通栅极，以保持恒定的Vds调节电平，或直至电流已经达到了它的最大值或在栅极已经达到了它的最大栅极驱动电平的情况下。
[0066]在谐振转换器的示例情况下，在开关导通时段结束时电流可能仍将很小，此后电流将进一步增加直至它达到通常正弦形状的顶端。在该情况下，MOSFET的栅极将已经完全地导通，然后首先被几乎调节截止，在此之后调节器将必须快速地再次将栅极调节导通直至达到最大电流。
[0067]因此，在谐振转换器的情况下，根据一个或更多个实施例的能够相对快速地而且还以稳定的方式对栅极充电以保持Vds尽可能接近调节电平的控制器可能是有利的。用单调的方式对栅极进行充电和放电而不存在显著的过冲或下冲以及振荡可以避免不必要的栅极驱动损耗。
[0068]接下来，考虑回扫转换器，回扫转换器以非常低的负载运行，使得电流不仅在开始时更小，而且立即开始减小:将不希望首先完全地对栅极充电一一或者甚至必须等待足够长的时间来完全导通，因为在该情况下，在开关导通时段期间可能发生电流达到零并可能甚至使方向反向。此后，因为对MOSFET完全地充电导通，因此还将花一些时间将MOSFET调节截止。此外，在将MOSFET调节截止期间，将在错误的方向上更多地累积通过MOSFET的电流。这将导致在错误方向上累积能量，这可能将漏极电压向上推至甚至超过MOSFET的击穿电压。可以通过足够强地对电压进行钳位(clamping)来防止这一点。但是需要的钳位越强，功率损耗和低效能越高。没有初始地通过开关完全导通、但使用放大器来将MOSFET调节导通的控制器可以缓解这种问题。具体地，在导通阶段期间将第一调节电压与第二调节电压组合(例如在一个或更多个实施例中公开的)可以容易防止MOSFET的栅极电压的初始过冲，栅极电压的初始过冲将导致不必要的栅极驱动损耗和较低的效率。
[0069]通过阅读本公开，其他变形和修改将对于本领域技术人员显而易见。这些变化和修改可包括同步整流领域中已知的并且可以作为本文已公开的特征的替代或添加使用的等同特征和其他特征。
[0070]尽管所附权利要求涉及特征的特定组合，但是应当理解的是，本发明公开的范围还包括这里显式或隐式公开的任意新颖特征或特征的任意新颖组合或其任意概括，无论它是否涉及在任意权利要求中当前要求保护的相同发明，并且无论它是否减轻与本发明减轻的技术问题相同的技术问题中的任意一个或全部。
[0071]单独实施例的上下文中所述的特征也可以在单个实施例中以组合的方式提供。相反地，为了简洁起见在单个实施例的上下文中所述的各种特征也可以单独地或以任意合适的子组合的方式来提供。
【申请人】在此提醒注意，在本申请或由其衍生的任何其他申请的起诉期间，可以将新的权利要求构想为这些特征和/或这些特征的组合。
[0072]出于完整性考虑，还指出，术语〃包括〃不排除其他元件或步骤，术语〃一〃或〃一个〃并不排除多个，单个处理器或其他单元可以实现权利要求中所述的若干装置的功能，并且权利要求中的附图标记不应被解释为对权利要求范围的限制。
[0073]附图标记列表
[0074]100 开关模式功率转换器
[0075]110 功率 MOSFET
[0076]111 功率 MOSFET
[0077]120 变压器
[0078]121 初级侧绕组
[0079]122 次级侧绕组
[0080]123 次级侧绕组[0081 ] 131 谐振槽路电容器
[0082]132 同步整流 MOSFET
[0083]133 同步整流 MOSFET
[0084]140 输出电容器
[0085]150 负载
[0086]160 集成电路
[0087]162 控制器
[0088]163 控制器
[0089]202 保护开关
[0090]210 第一调节器
[0091]212 电压源
[0092]214 跨导放大器
[0093]216 输出线
[0094]220 栅极充电器
[0095]220’栅极充电器
[0096]222 电压源
[0097]224 跨导放大器
[0098]224’子控制器
[0099]226输出线
[0100]226’ 开关
[0101]250栅极充电晶体管
[0102]268同步整流漏极电压线
[0103]270同步整流源极电压线
[0104]310栅极充电 MOSFET
[0105]321双极晶体管
[0106]322双极晶体管
[0107]323双极晶体管
[0108]324双极晶体管
[0109]330电流镜
[0110]340保护晶体管
[0111]410栅极放电 MOSFET
[0112]421双极晶体管
[0113]422双极晶体管
[0114]423双极晶体管
[0115]424双极晶体管
[0116]430电流镜
[0117]440保护晶体管
[0118]510栅极充电 MOSFET
[0119]521双极晶体管
[0120]522双极晶体管
[0121]523双极晶体管
[0122]524双极晶体管
[0123]530电流镜
[0124]540保护晶体管
[0125]610第一调节器充电和放电启用电流
[0126]615第一调节点
[0127]620栅极充电器充电启用电流
[0128]625第二调节点
[0129]630零电流线
[0130]640第一调节启用电流
[0131]645第一调节点
[0132]655第一调节器禁用
[0133]660第一调节器启用电流拖尾
[0134]710没有栅极充电器的同步整流栅极电压、低电流
[0135]720具有栅极充电器的同步整流栅极电压、低电流
[0136]810没有栅极充电器的同步整流栅极电压、高电流
[0137]820 具有栅极充电器的同步整流栅极电压、高电流
【主权项】
1.一种控制器，被配置为控制具有漏极、源极和栅极的同步整流M0SFET(132)的所述栅极； 所述控制器包括:调节器(210)，被配置为控制所述栅极上的充电，以将所述漏极与所述源极之间的电压Vds调节至第一调节电压Vref;以及栅极充电器(220’)，被配置为仅在所述同步整流MOSFET操作的开启阶段期间向所述栅极供应电荷(Q)， 其中，所述栅极充电器还被配置为在供应电荷时禁用所述调节器。2.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述栅极充电器被配置为向所述栅极供应电荷，以趋于将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第二调节电压，所述第二调节电压具有比所述第一调节电压的绝对值更大的绝对值。3.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述第一调节电压在1mV和10mV之间。4.根据权利要求2所述的控制器，其中，所述第一调节电压在40mV和60mV之间。5.根据任一前述权利要求所述的控制器，其中，所述第二调节电压在10mV和500mV之间。6.根据权利要求4所述的控制器，其中，所述第二调节电压在300mV和400mV之间。7.根据任一前述权利要求所述的控制器，其中，所述栅极充电器仅当所述同步整流MOSFET的背栅二极管正在传导时可操作。8.根据权利要求7所述的控制器，其中，所述背栅二极管在电压为700mV处开始传导。9.根据任一前述权利要求所述的控制器，其中，所述控制器是用于开关模式功率转换器的控制器，并且还包括功率开关控制单元，所述功率开关控制单元被配置为控制所述开关模式功率转换器的功率开关的切换。10.根据权利要求9所述的控制器，其中，所述功率转换器是谐振转换器。11.一种开关模式功率转换器，包括:功率开关、同步整流MOSFET和根据任一前述权利要求所述的控制器，所述控制器被配置为至少控制所述同步整流M0SFET。12.—种控制开关模式功率转换器中的同步整流器的方法，所述同步整流器具有漏极、源极和栅极并包含背栅二极管， 所述方法包括: 通过第一调节器将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第一调节电压； 通过栅极充电器在所述同步整流MOSFET操作的开启阶段期间将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第二调节电压，所述第二调节电压具有比所述第一调节电压的绝对值更大的绝对值;以及 每当所述栅极充电器工作时，禁用所述第一调节器。13.根据权利要求12所述的方法，其中，当所述栅极与所述源极之间的电压开始超出所述MOSFET的背栅二极管的正向导通电压时，所述栅极充电器进行的调节开始。14.根据权利要求12或13所述的方法，其中，趋于将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第一调节电压包括:趋于将所述电压调节至-40mV和-60mV之间的电压。15.根据权利要求12至14中任一项所述的方法，其中，将所述漏极与所述源极之间的电压调节至第二调节电压包括:将所述电压调节至_300mV至-400mV之间。
【文档编号】H02M3/335GK105827116SQ201610037774
【公开日】2016年8月3日
【申请日】2016年1月20日
【发明人】简·迪肯, 杰罗恩·克莱彭宁
【申请人】恩智浦有限公司