一种单相并网逆变器的控制方法及其控制参数获得方法
【专利摘要】一种单相并网逆变器的控制方法及其控制参数获得方法。控制方法包括：采集电网电压值Ug，输入锁相环算法环节，得出电网电压的相位角θ；给定电网参考电流的幅值Im，得出电网参考电流Iref；Iref与Ig相减，得到的误差E分别进入比例谐振控制器和谐波补偿控制器；比例谐振控制器的输出Upr和谐波补偿控制器的输出Uhc相加并对得出的和Uab进行限幅，得出滤波器电容电流的参考值Icref；将Ic与反馈系数Kc相乘后得出滤波器电容电流反馈信号Ikc；Ic与Ikc相减后的差值与PWM增益系数Kpwm相乘，形成单相全桥逆变单元的调制信号；由调制信号生成单相全桥逆变单元的驱动脉冲。本发明方法简单可行，能够有效抑制低次谐波。
【专利说明】
-种单相并网逆变器的控制方法及其控制参数获得方法
技术领域
[0001] 本发明属于并网逆变器器技术领域，具体设及一种单相并网逆变器的控制及其控 制参数获得方法。
【背景技术】
[0002] 受到环保意识增强和技术发展迅速等因素的影响，分布式能源的应用变得越来越 广泛。可再生能源通过并网逆变器向电网馈能，构成微电网，因此并网逆变器技术也愈来愈 被重视。由于电网干扰、并网变流器开关元件死区效应和压降等因素的影响，并网变流器的 工作电流含大量的低阶谐波，提高开关频率能减少低阶谐波的影响，却带来大量的高阶谐 波。1XL滤波器具有Ξ阶低通滤波特性，不仅成本低而且对于开关谐波有很好的衰减效果， 在逆变并网中被广泛使用，但LCL滤波器的频率响应存在明显的谐振。
[0003] 对于单相逆变并网系统的控制而言，控制系统通常采用基于静止或旋转坐标系比 例积分控制器的电流内环控制策略，但比例积分控制器在静止坐标系中不能有效地处理交 流信号的稳态误差;在旋转坐标系中，两次坐标变换和dq轴之间的信号解禪增加了系统的 计算量。
[0004] 因此，针对现有技术不足，提供一种方便简单且能够有效抑制低次谐波的一种单 相并网逆变器的控制及控制参数选择方法及其控制参数获得方法W克服现有技术不足甚 为必要。
【发明内容】
[0005] 本发明的目的之一在于避免现有技术的不足之处而提供一种单相并网逆变器的 控制方法，该单相并网逆变器的控制方法方便简单且能够有效抑制低次谐波。
[0006] 本发明的上述目的通过如下技术手段实现。
[0007] 提供一种单相并网逆变器的控制方法，包括如下步骤：
[000引步骤1.通过电网电压检测环节，采集得到电网电压值Ug;
[0009]步骤2. Ug输入锁相环算法环节，得出电网电压的相位角Θ ;
[0010] 步骤3.给定电网参考电流的幅值Im，利用等式Iref=ImSin(0)得出电网电流参考值 Iref ；
[OOW 步骤4. Iref与采集获得的电网侧电感的电流输出值Ig相减，得到的误差E分另赃入 比例谐振控制器和谐波补偿控制器；
[0012]步骤5.比例谐振控制器的输出IV和谐波补偿控制器的输出化。相力饼对得出的和 IU进行限幅，得出滤波器电容电流的参考值Icref;
[OOU]步骤6.将采集获得的滤波器电容电流输出值I。与反馈系数K。相乘后得出滤波器电 容电流反馈信号Ik。；
[0014]步骤7.1。与Ik。相减后的差值与PWM增益系数Κρ?相乘，形成单相全桥逆变单元的调 制信号；
[0015] 步骤8.由调制信号生成单相全桥逆变单元的驱动脉冲。
[0016] 上述的单相并网逆变器的控制方法，通过式（1)、式(2)来确定所述比例谐振控制 器和谐波补偿控制器的传递函数：
[0019]其中，Gpr(S)为比例谐振控制器的传递函数，Κρ为比例系数;Kr为基波谐振项的积 分增益；ω〇 = 2时。，ω。为基波角频率，f。为基波频率;Ghc(s)为谐波补偿控制器的传递函数， 由多个谐振项组成;ξ为阻尼系数，决定着谐振项的带宽;Κη为谐波补偿谐振项的积分增益； η为谐波补偿次数，η为大于1的奇数，h为最高谐波补偿次数。上述的单相并网逆变器的控制 方法，比例谐振控制器中的比例系数Κρ基于系统的截止频率fc来确定，截止频率fc的取值范 围根据系统的稳定性来确定。
[0020] 上述的单相并网逆变器的控制方法，截止频率f。的取值范围根据系统的稳定性来 确定，具体是通过式(3)、式(4)确定f。的取值范围：
[0021] hf〇<<fc
[0022] ……式(3);
[0023] 0.3fr > fc
[0024] ……式(4);
[0025] 其中f r为LCL滤波器的谐振频率；
[0026] 利用式(5)确定比例系数Κρ的取值：
[0027]
[002引其中山为1XL滤波器中逆变器侧电感山为1XL滤波器中电网侧电感;Κρ"为逆变器 PWM的增益系数。
[0029] 上述的单相并网逆变器的控制方法，所述比例谐振控制器和谐波补偿控制器中的 阻尼系数ξ是通过谐振项对电网频率偏差的适应性来确定的。
[0030] 上述的单相并网逆变器的控制方法，通过W下步骤来确定所述比例谐振控制器和 谐波补偿控制器中基波谐振项的积分增益Kr和谐波补偿谐振项的积分增益Κη:
[0031] 先根据系统的稳态误差和相位裕度与Kr的关系确定Kr的取值范围；再根据Kr对系 统相位裕度的影响来确定Kr的取值；
[0032] 根据系统相位裕度和Kr与Κη关系确定Κη的取值范围；再根据Κη对系统相位裕度和 谐波信号跟踪能力的影响来确定Κη的取值。
[0033] 上述的单相并网逆变器的控制方法，根据系统的稳态误差和相位裕度与Kr的关系 确定Kr的取值范围，具体是通过式(6)至式(9)确定Kr的取值范围：
[0034]
[0037] Kr_n < Kr<Kx_PM……式（9);
[0038] 其中，PM为系统的相位裕度;Ug为电网电压有效值;η为系统幅值误差;Kc为滤波电 容电流反馈系数;Κχ为Gpr(s)和Ghc(s)中所有谐振项的积分增益之和，Kr_n和Kx_PM为根据η和 ΡΜ所确定的Kr边界值；
[0039] 根据系统相位裕度和Kr与Κη关系，通过式（10)确定Κη的取值范围：
[0040]
[0041] 上述的单相并网逆变器的控制方法，通过W下步骤来确定滤波电容电流比例系数 Kc:
[0042] 根据系统幅值裕度和相位裕度与K。的关系来确定K。的边界值；
[0043] 再根据调制波的最大变化率应低于载波变化率运个要求来确定K。的最大值；
[0044] 最后根据K。的最大值和边界值的大小比较、K。对系统相位裕度的影响来确定Kc的 取值。
[0045] 上述的单相并网逆变器的控制方法，根据系统相位裕度和幅值裕度与K。关系，通 过式（11)、公式（12)确定K。的边界值：
[004引 ……式（12);
[0049] 其中，GM为系统的幅值裕度；
[0050] 根据调制波的最大变化率应低于载波变化率运个要求，利用式（13)确定K。的最大 值Kc_max ：
[0化1 ]
[0052] 其中，fsw为逆变器的开关频率。
[0053] 本发明的另一目是提供一种上述单相并网逆变器的控制方法的控制参数获得方 法，具有简单方便的特点。
[0054] 本发明的上述目的通过上述单相并网逆变器的控制方法中的方式获得对应的控 制参数。
[0055] 通过式(1)、式(2)来确定所述比例谐振控制器和谐波补偿控制器的传递函数：
[005引其中，Gpr(S)为比例谐振控制器的传递函数，Κρ为比例系数;Kr为基波谐振项的积 分增益；ωη = 2时。，ω。为基波角频率，f。为基波频率;Ghc(s)为谐波补偿控制器的传递函数， 由多个谐振项组成;ξ为阻尼系数，决定着谐振项的带宽;Κη为谐波补偿谐振项的积分增益； η为谐波补偿次数，η为大于1的奇数，h为最高谐波补偿次数。
[0059] 比例谐振控制器中的比例系数Κρ基于系统的截止频率fc来确定，截止频率fc的取 值范围根据系统的稳定性来确定。
[0060] 截止频率fc的取值范围根据系统的稳定性来确定，具体是通过式(3)、式(4)确定fc 的取值范围：
[0061 ] hf〇<<fc
[0062] ……式(3);
[0063] 0.3fr > fc
[0064] ……式(4);
[0065] 其中fr为IXL滤波器的谐振频率；
[0066] 利用式(5)确定比例系数Κρ的取值：
[0067]
[006引其中山为1XL滤波器中逆变器侧电感山为1XL滤波器中电网侧电感;Κρ"为逆变器 PWM的增益系数。
[0069] 比例谐振控制器和谐波补偿控制器中的阻尼系数ξ是通过谐振项对电网频率偏差 的适应性来确定的。
[0070] 通过W下步骤来确定所述比例谐振控制器和谐波补偿控制器中基波谐振项的积 分增益Kr和谐波补偿谐振项的积分增益Κη:
[0071] 先根据系统的稳态误差和相位裕度与Kr的关系确定Kr的取值范围；再根据Kr对系 统相位裕度的影响来确定Kr的取值；
[0072] 根据系统相位裕度和Kr与Κη关系确定Κη的取值范围；再根据Κη对系统相位裕度和 谐波信号跟踪能力的影响来确定Κη的取值。
[0073] 根据系统的稳态误差和相位裕度与Kr的关系确定Kr的取值范围，具体是通过式(6) 至式(9)确定Kr的取值范围：
[0076]
[0077] Kr_n < Kr<Kx_PM……式(9);
[0078] 其中，PM为系统的相位裕度;Ug为电网电压有效值;η为系统幅值误差;Kc为滤波电 容电流反馈系数;Κχ为Gpr(s)和Ghc(s)中所有谐振项的积分增益之和，Kr_n和Kx_PM为根据η和 ΡΜ所确定的Kr边界值；
[0079] 根据系统相位裕度和Kr与Κη关系，通过式（10)确定Κη的取值范围：
[0080]
[0081] 通过W下步骤来确定滤波电容电流比例系数Kc:
[0082] 根据系统幅值裕度和相位裕度与K。的关系来确定K。的边界值；
[0083] 再根据调制波的最大变化率应低于载波变化率运个要求来确定K。的最大值；
[0084] 最后根据K。的最大值和边界值的大小比较、K。对系统相位裕度的影响来确定Kc的 取值。
[0085] 根据系统相位裕度和幅值裕度与K。关系，通过式(11)、公式(12)确定K。的边界值：
[008引 ……式（12);
[0089] 其中，GM为系统的幅值裕度；
[0090] 根据调制波的最大变化率应低于载波变化率运个要求，利用式（13)确定K。的最大 f直Kc_max :
[0091]
[0092] 其中，fsw为逆变器的开关频率。
[0093] 本发明的单相并网逆变器的控制方法及其控制参数获得方法，控制方法不仅能够 满足理想条件下并网逆变器的运行控制，亦适用于在电网电压不平衡，含有低次谐波干扰 等非理想条件对并网逆变器稳定控制。比例谐振和谐波补偿控制器的控制参数选择方案 中，通过对系统稳态误差、幅值裕度和相位裕度的分析，得到满足实际要求的控制器参数。 本发明的参数设计方法简单可行，便于实现工程化，使系统具有低稳态误差，高鲁棒性和快 速动态响应性。本发明方便简单且能够有效抑制低次谐波。
【附图说明】
[0094] 利用附图对本发明作进一步的说明，但附图中的内容不构成对本发明的任何限 制。
[00M]图1为单相LCL型并网逆变器的控制结构图。
[0096] 图2为本发明算法的控制框图。
[0097] 图3为Gc(s)与Gc2(s)的波特图。
[009引图4为Kc和fc的可选区域。
[0099] 图5为 |Gci〇(s) I 在 150Hz、250Hz和350Hz处关于Κη的曲线图
[0100] 图6为实施例2利用本发明中的控制参数选择方法得到的系统波特图。
[0101] 图7为实施例2利用本发明中的控制方法在背景谐波干扰下电网电压Ug和电网电 流Ig的仿真波形；图7(a)为没有添加谐波补偿时Ig的波形，图7(b)为添加谐波补偿的Ig的波 形。
[0102] 图8为电网电流Ig的频谱图；图8(a)为没有添加谐波补偿时Ig的频谱图，图8(b)为 添加谐波补偿时Ig的频谱图。
[0103] 图9为实施例2利用本发明中的控制方法在负载突变的情况下得到的电网电流Ig 的仿真波形。
【具体实施方式】
[0104] 结合W下实施例对本发明作进一步描述。
[0105] 实施例1。
[0106] -种单相并网逆变器的控制方法，包括如下步骤：
[0107] 步骤1.通过电网电压检测环节，采集得到电网电压值Ug;
[0108] 步骤2. Ug输入锁相环算法环节，得出电网电压的相位角Θ;
[0109] 步骤3 .给定电网参考电流的幅值Im，利用等式Iref = ImSin( Θ )得出电网电流参考值 Iref ；
[0110] 步骤4. Iref与采集获得的电网侧电感的电流输出值Ig相减，得到的误差E分别进入 比例谐振控制器和谐波补偿控制器；
[0111] 步骤5.比例谐振控制器的输出IV和谐波补偿控制器的输出化C相加并对得出的和 IU进行限幅，得出滤波器电容电流的参考值Icref;
[0112] 步骤6.将采集获得的滤波器电容电流输出值Ic与反馈系数Kc相乘后得出滤波器电 谷电流反馈?曰号Ike ;
[0113] 步骤7.1c与Ike相减后的差值与PWM增益系数Κρ?相乘，形成单相全桥逆变单元的调 制?胃号；
[0114] 步骤8.由调制信号生成单相全桥逆变单元的驱动脉冲。
[0115] 该单相并网逆变器的控制方法，通过式（1)、式(2)来确定所述比例谐振控制器和 谐波补偿控制器的传递函数：
[011引其中，Gpr(S)为比例谐振控制器的传递函数，Κρ为比例系数;Kr为基波谐振项的积 分增益；ωη = 2时。，ω。为基波角频率，f。为基波频率;Ghc(s)为谐波补偿控制器的传递函数， 由多个谐振项组成;ξ为阻尼系数，决定着谐振项的带宽;Κη为谐波补偿谐振项的积分增益； η为谐波补偿次数，η为大于1的奇数，h为最高谐波补偿次数。
[0119] 该单相并网逆变器的控制方法，比例谐振控制器中的比例系数Κρ基于系统的截止 频率fc来确定，截止频率fc的取值范围根据系统的稳定性来确定。
[0120] 该单相并网逆变器的控制方法，截止频率f。的取值范围根据系统的稳定性来确 定，具体是通过式(3 )、式(4)确定f。的取值范围：
[0121] hf〇<<fc
[0122] ……式(3);
[0123] 0.3fr > fc
[0124] ……式(4);
[0125] 其中fr为LCL滤波器的谐振频率；
[0126] 利用式(5)确定比例系数Κρ的取值：
[0127]
[0128] 其中山为1XL滤波器中逆变器侧电感山为1XL滤波器中电网侧电感;Κρ"为逆变器 PWM的增益系数。
[0129] 该单相并网逆变器的控制方法，所述比例谐振控制器和谐波补偿控制器中的阻尼 系数ξ是通过谐振项对电网频率偏差的适应性来确定的。
[0130] 该单相并网逆变器的控制方法，通过W下步骤来确定所述比例谐振控制器和谐波 补偿控制器中基波谐振项的积分增益Kr和谐波补偿谐振项的积分增益Κη:
[0131] 先根据系统的稳态误差和相位裕度与Kr的关系确定Kr的取值范围；再根据Kr对系 统相位裕度的影响来确定Kr的取值；
[0132] 根据系统相位裕度和Kr与Κη关系确定Κη的取值范围；再根据Κη对系统相位裕度和 谐波信号跟踪能力的影响来确定Κη的取值。
[0133] 上述单相并网逆变器的控制方法，根据系统的稳态误差和相位裕度与Kr的关系确 定Kr的取值范围，具体是通过式(6)至式(9)确定Kr的取值范围：
[0137] Kr_n < Kr<Kx_PM……式(9);
[0138] 其中，PM为系统的相位裕度;Ug为电网电压有效值;η为系统幅值误差;Kc为滤波电 容电流反馈系数;Κχ为Gpr(S)和Ghc(S)中所有谐振项的积分增益之和，Kr_n和Kx_PM为根据η和 ΡΜ所确定的Kr边界值；
[0139] 根据系统相位裕度和Kr与Κη关系，通过式（10)确定Κη的取值范围：
[0140]
[0141] 本实施例的单相并网逆变器的控制方法，通过W下步骤来确定滤波电容电流比例 系数Kc:
[0142] 根据系统幅值裕度和相位裕度与K。的关系来确定K。的边界值；
[0143] 再根据调制波的最大变化率应低于载波变化率运个要求来确定K。的最大值；
[0144] 最后根据K。的最大值和边界值的大小比较、K。对系统相位裕度的影响来确定Kc的 取值。
[0145] 本发明的单相并网逆变器的控制方法，根据系统相位裕度和幅值裕度与Kc关系， 通过式（11)、公式（12)确定K。的边界值：
[014引 ……式（12);
[0149] 其中，GM为系统的幅值裕度；
[0150] 根据调制波的最大变化率应低于载波变化率运个要求，利用式（13)确定K。的最大 值Kc_max ：
[0151]
[0152] 其中，fsw为逆变器的开关频率。
[0153] 本发明的单相并网逆变器的控制方法，不仅能够满足理想条件下并网逆变器的运 行控制，亦适用于在电网电压不平衡，含有低次谐波干扰等非理想条件对并网逆变器稳定 控制。比例谐振和谐波补偿控制器的控制参数选择方案中，通过对系统稳态误差、幅值裕度 和相位裕度的分析，得到满足实际要求的控制器参数。本发明的参数设计方法简单可行，便 于实现工程化，使系统具有低稳态误差，高鲁棒性和快速动态响应性。不仅方便简单且能够 有效抑制低次谐波。
[0154] 实施例2。
[01W] W-具体方案进一步说明本发明单相并网逆变器的控制方法。
[0156] 图1是利用本发明控制方法的单相LCL型并网逆变器的拓扑结构图。忽略器件的寄 生电阻，Li、L2和C组成！XL滤波器;为简化分析，设直流母线电压Udc为常数;Uab为逆变桥的输 出电压;Ug为电网电压。
[0157] 本实施例的系统参数如表1所示。
[0158] 表1系统参数
[0159]
[0160]
[0161] 图2是根据本发明实施例的系统控制方法的控制框图，下面参考图2来说明本实施 例中系统控制方法的组成及各组成部分的功能。
[0162] 本实施例提出一种双电流环的控制方法，其中电流外环中，比例谐振控制中的基 波谐振项对参考电流的基波成分进行精确追踪，比例项对参考电流的高频谐波成分进行抑 审IJ，而谐波补偿控制器则对电流中的3次、5次和7次谐波进行抑制；电流内环中，电容电流反 馈组成有源阻尼，对LCL滤波器的谐振进行抑制。
[0163] 下面详细说明本实施例中的控制方法是如何实现的，具体包括W下步骤：
[0164] 步骤1:通过电网电压检测环节，采集到电网电压值Ug;
[0165] 步骤2: Ug输入锁相环算法环节，得出电网电压的相位角Θ;
[0166] 步骤3:给定电网参考电流的幅值Im，利用等式^6:=1"3111(0)得出电网参考电流 Iref ；
[0167] 步骤4: Iref与采集获得的电网侧电感的电流输出值Ig相减后，得出误差E分别进入 比例谐振控制器和谐波补偿控制器；
[0168] 步骤5:比例谐振控制器的输出IV和谐波补偿控制器的输出化C相加并对得出的和 IU进行限幅，得出滤波器电容电流的参考值Icref;
[0169] 步骤6:将采集获得的滤波器电容电流输出值Ic与有源阻尼系数Kc相乘后得出滤波 器电容电流反馈信号Ike;
[0170] 步骤7:Ic与Ike相减后的差值与PWM增益系数Κρ?相乘，形成单相全桥逆变单元的调 制信号；
[0171] 步骤8:由调制信号生成单相全桥逆变单元的驱动脉冲。
[0172] 根据图2,得出系统的开环传递函数
[0173]
[0174] 其中，Gc(s)=Gpr(s)+Ghc(s)……式(22)。
[0175] 并网电流ig(s)可W写成：
[0178]比例谐振控制器由一个比例控制系数和一个基频谐振项组成，谐波补偿控制器由 Ξ个谐振频率分别为150Hz、250Hz和350Hz的谐振项组成。比例谐振控制器和谐波补偿控制 器的传递函数分别为：
[0181] 式(24)为比例谐振控制的传递函数，其中Κρ为比例系数;Kr为基波谐振项的积分增 益；〇。= 231片，ω。为基波角频率，f。为基波频率;式(25)为谐波补偿控制器的传递函数，它 是由Ξ个谐振频率分别为150Hz、250Hz和350Hz的谐振项组成，其中ξ为阻尼系数，决定着谐 振项的带宽;Κη为谐波补偿谐振项的积分增益，η为谐波补偿次数;h为最高谐波补偿次数。
[0182] 在本实施例中，系统控制方法的结构已确定，只需对控制方法中控制器的各参数 进行确定即可实现其功能。下面详细说明如何确定比例谐振控制器和谐波补偿控制器中的 各个参数。
[0183] 1.比例谐振控制器中比例系数Κρ的确定
[0184] 在截止频率f。处，忽略LCL滤波器电容的影响，（21)式可改写成：
[0185]
[0186] T(s)在截止频率fc的幅频为：
[0187]
[0188] 若fc足够大，则在fc处Gc(S)可化简成一个比例环节，则I Gc( j化fc) h Κρ，令I Τ( j化 fc)|=i，得出比例系数Κρ的计算公式：
[0189]
[0190] 其中fc的确定方法将在随后阐述，确定fc后即可根据式(29)确定Κρ。
[0191] 2.基波谐振项积分系数Kr和谐波补偿控制器积分系数Κη的选择范围确定在计算稳 态误差时，式(27)依然有效。将式(27)代入式(23)，得：
[0192]
[0193] 比例谐振控制器控制器在f。处提供了足够大的增益，并网电流Ig(s)与参考电流 Iref(s)的相位差被消除，但仍存在一定的幅值误差。由于|T(j2时。）|〉〉1，根据(27)和(210) 式，系统的幅值误差可写成：
[0194]
[01M]其中并网电流Ig，参考电流Iref和电网电压Ug均为有效值。
[0196]谐波补偿控制器中各谐振项的带宽都很小，对带宽范围外的频段的影响很小，贝U 忽略谐波补偿控制器对f。处的影响，将|Gc( j2灶。）μ Kp+Kr代入式(211)，得：
[0197]
[019引谐波补偿的最高补偿频率为7倍基频，则在fc处，若fc距离7f0+2Cf。右侧较远，Gc(s) 的频率特性与比例积分控制器相似，贝化。(S)可化简为式(213)
[0199]
[0200] 由图3所示的Gc(s)与Gc2(s)波特图可知fc距离7f〇+2Cf。右侧较远时，Gc(s) -Gc2 (S)。
[0201] 根据式(21)和式(213)，系统的相位裕度可写成：
[0206] 由式(212)和(215)可得Kr和Κη的选择范围：
[0207] Kr_n < Kr<Kx_PM
[020引 ……式(216);
[0209]
[0210] Kr和Κη的值将在得到K。的值后确定。
[0211] 3.阻尼系数ξ的确定
[0212] 根据式(214)式建立ΡΜ关于ξ的函数ΡΜ(ξ)，则ΡΜ/(ξ)<0，ΡΜ关于ξ单调递减。极小的 ξ虽然可W提高系统的ΡΜ，但为了提高控制器对电网频率的适应性，电网频率允许偏差± 0.甜 Ζ，取 ξ = 0.01。
[0213] 4.滤波电容电流反馈系数Kc的确定
[0214] 系统在fr处的幅值裕度可表达成：
[0^5] GM = -201g|T(j23ifr)
[0216] ……式(218);
[0217] 由于fr比hf。要大很多，Gc(s)简化为Gc(s) -Κρ。把式(21)和(29)代入式(218)，把式 (29)和(212)代入式(214)，分别得到Kc关于fc的边界值函数函数：
[0220] ……式(220);
[0221] Ge(s)的输出与电容电流反馈量的误差为PWM调制的调制波，为了避免调制波与载 波多次交截，调制波的最大变化率应低于载波的变化率，因此要求：
[0222]
[022；3] 其中Vtri为载波幅值，Tsw为开关周期。令Vtri = l，贝化邮。=山。/￥化1山"=1/了別，得1(。 的最大值：
[0224]
[0225] 根据由式(219)、（220)和（222)可得至化C关于fc的取值范围，如图4的阴影部分。关 于系统fc的限制，有如下两点：
[0。6] A. f c〉〉hf。:运样可W保证Ghc (S)化简的准确性，也不会因 Gc (S)谐振项的相频在其 谐振频率(η ω。)有-180°的相移导致系统的PM过小。
[0227] Β . f C < 0.3fr :为避免对fr的谐振阻尼产生干扰，系统带宽不能超过fr。另外，受到 义样和调制的延时影响，fc 一般限制在0.3fr之内。
[0228] 较大的Κρ让系统形成较大的带宽，让系统的瞬态响应更快。由式(29)可知Κρ与fc近 似成正比，f C尽量取大，取f C = 0.3f r = 1497Hz，得Κρ = 0.108。
[0229] 电容电流反馈系数Kc的选择:fc确定后，由图3可得到Kc的取值范围比c_GM，Kc_MAX]。 根据式(214)建立PM关于K。的函数PM化。），可知PM/化。)<0，PM关于单调递减。为了不让系统 的PM过小，Kc不宜取大。取Kc = 0.15。
[0230] 5.基波谐振项积分系数Kr的确定
[0231] Kr越大，f。处的幅频越大，基波的追踪效果越好，但系统的PM也越小。根据式(212)、 (215)和(216)可得Kr的取值范围为比r_GM，Kx_PM)，取运个范围的中值，Kr = 63.892。
[0232] 6.谐波补偿谐振项积分系数Κη的确定
[0233] 系统的闭环传递函数为：
[0234]
[0235] 根据式（214)建立ΡΜ关于Κη的函数ΡΜ化η)，则ΡΜ/化ηΚΟ,ΡΜ关于Κη单调递减。为保 证系统有足够的ΡΜ，贝化η必须遵循式（217)的约束。由式（223)作出闭环增益|Gci〇(s)|在 150Hz、250Hz和350Hz处关于Κη的曲线图。如图5所示，当Κη巧时，I Gci〇(S) I〉1;当Κη含6，Ξ条 曲线基本重合，|GelD(S) I - 1。为避免对跟踪信号的不必要放大和考虑到Κη对系统的影响， 取 K3 = Ks = K7 = Kn=6。
[0236] 图6是根据前面参数得出的系统开环波特图。可W看出，添加谐波补偿后对系统的 稳定性影响不大，运时候系统的幅值裕度GM=3.3地，相位裕度PM=56.1°。
[0237] 仿真实验：
[0238] 下面通过一个Matlab/simulink仿真实验来说明该控制方法在单相并网逆变器中 的效果，其中，系统基本参数如表1所示，控制器的参数为根据上面步骤所确定的参数。
[0239] 图7为在背景谐波下仿真的电网电压Ug和电网电流Ig的波形。背景谐波为在正常电 网电压中叠加有效值为lOV的3次、有效值为8V的5次谐波电压分量和有效值为6V的7次谐波 分量。叠加谐波后的电压电网THD为10.1%。图7(a)为没有添加谐波补偿时Ig的波形，图7 (b)为添加谐波补偿的Ig的波形。图8(a)为没有添加谐波补偿时Ig的频谱图，图8(b)为添加 谐波补偿时Ig的频谱与THD值，被补偿频率的皿值具体看表2。从表2可W看出系统能够有效 地抑制系统的低阶谐波，产生高质量的并网电流。
[0240] 表2被补偿频率的皿
[0241] _
[0242] 图9为在0.25s时负载突变情况下电网电流Ig的仿真波形。从图中可W看出Ig的波 形在负载发生变化期间平滑过渡，展示了系统良好的稳定性和快速动态响应性。
[0243] 最后应当说明的是，W上实施例仅用W说明本发明的技术方案而非对本发明保护 范围的限制，尽管参照较佳实施例对本发明作了详细说明，本领域的普通技术人员应当理 解，可W对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的实质和 范围。
【主权项】
1. 一种单相并网逆变器的控制方法，其特征在于，包括如下步骤： 步骤1.通过电网电压检测环节，采集得到电网电压值ug; 步骤2. Ug输入锁相环算法环节，得出电网电压的相位角Θ; 步骤3.给定电网参考电流的幅值Im，利用等式= Ims in (Θ)得出电网电流参考值Irrf; 步骤4. Irrf与采集获得的电网侧电感的电流输出值Ig相减，得到的误差E分别进入比例 谐振控制器和谐波补偿控制器； 步骤5.比例谐振控制器的输出IV和谐波补偿控制器的输出Uhc相加并对得出的和Uab进 行限幅，得出滤波器电容电流的参考值 步骤6.将采集获得的滤波器电容电流输出值I。与反馈系数Kc相乘后得出滤波器电容电 流反馈信号Ik。； 步骤7.1。与Ik。相减后的差值与PWM增益系数ΚΡ?相乘，形成单相全桥逆变单元的调制信 号； 步骤8.由调制信号生成单相全桥逆变单元的驱动脉冲。2. 根据权利要求1所述的单相并网逆变器的控制方法，其特征在于，通过式（1)、式（2) 来确定所述比例谐振控制器和谐波补偿控制器的传递函数：其中，Gpr(s)为比例谐振控制器的传递函数，KP为比例系数;Kr为基波谐振项的积分增 益；《。= 2对。，ω。为基波角频率，f。为基波频率;Ghc(s)为谐波补偿控制器的传递函数，由多 个谐振项组成；ξ为阻尼系数，决定着谐振项的带宽;K n为谐波补偿谐振项的积分增益;η为 谐波补偿次数，η为大于1的奇数，h为最高谐波补偿次数。3. 根据权利要求2所述的单相并网逆变器的控制方法，其特征在于：比例谐振控制器中 的比例系数KP基于系统的截止频率f。来确定，截止频率f。的取值范围根据系统的稳定性来 确定。4. 根据权利要求3所述的单相并网逆变器的控制方法，其特征在于:截止频率f。的取值 范围根据系统的稳定性来确定，具体是通过式(3)、式(4)确定f。的取值范围： hf〇<<fc ......式⑶； 0.3fr > f c ......式⑷； 其中fr为LCL滤波器的谐振频率； 利用式(5)确定比例系数KP的取值：其中，LALCL滤波器中逆变器侧电感;L：*LCL滤波器中电网侧电感;Κ_为逆变器Ρ丽 的增益系数。5. 根据权利要求2至4任意一项所述的单相并网逆变器的控制方法，其特征在于:所述 比例谐振控制器和谐波补偿控制器中的阻尼系数ξ是通过谐振项对电网频率偏差的适应性 来确定的。6. 根据权利要求5所述的单相并网逆变器的控制方法，其特征在于:通过以下步骤来确 定所述比例谐振控制器和谐波补偿控制器中基波谐振项的积分增益K r和谐波补偿谐振项 的积分增益Kn: 先根据系统的稳态误差和相位裕度与Kr的关系确定Kr的取值范围；再根据Kr对系统相 位裕度的影响来确定Kr的取值； 根据系统相位裕度和^与心关系确定心的取值范围;再根据Kn对系统相位裕度和谐波信 号跟踪能力的影响来确定1的取值。 7 .根据权利要求6所述的单相并网逆变器的控制方法，其特征在于： 根据系统的稳态误差和相位裕度与Kr的关系确定Kr的取值范围，具体是通过式(6)至式 (9)确定Kr的取值范围： Kr_n < Kr<Kx_PM……式(9);其中，pm为系统的相位裕度;ug为电网电压有效值;η为系统幅值误差;κ。为滤波电容电 流反馈系数;κχ为Gpr (s)和Gh。(s)中所有谐振项的积分增益之和，Kr_n和ΚΧ_ΡΜ为根据η和ΡΜ所 确定的Kr边界值； 根据系统相位裕度和Kr与Kn关系，通过式（10)确定Kn的取倌范闱：8. 根据权利要求7所述的单相并网逆变器的控制方法，其特征在于： 通过以下步骤来确定滤波电容电流比例系数Κ。： 根据系统幅值裕度和相位裕度与Κ。的关系来确定Κ。的边界值； 再根据调制波的最大变化率应低于载波变化率这个要求来确定Κ。的最大值； 最后根据Κ。的最大值和边界值的大小比较、Κ。对系统相位裕度的影响来确定Κ。的取值。9. 根据权利要求8所述的单相并网逆变器的控制方法，其特征在于： 根据系统相位裕度和幅值裕度与Κ。关系，通过式（11)、公式（12)确定Κ。的边界值：……式(12); 其中，GM为系统的幅值裕度； 根据调制波的最大变化率应低于载波变化率这个要求，利用式（13)确定K。的最大值 Kc max ：其中，fsw为逆变器的开关频率。10.如权利要求1至9任意一项的单相并网逆变器的控制方法的控制参数获得方法，其 特征在于:通过权利要求2至9所述的方式获得对应的控制参数。
【文档编号】H02J3/38GK105870960SQ201610128898
【公开日】2016年8月17日
【申请日】2016年3月6日
【发明人】张淼, 苏协飞
【申请人】广东工业大学