一种改进型脉冲序列控制Buck变换器的制造方法
【专利摘要】本实用新型涉及到一种改进型脉冲序列控制Buck变换器，包括改进型Buck变换器和PT控制电路。所述的改进型Buck变换器是由Buck拓扑演变而成，将Buck变换器中的储能电感用一对耦合电感代替。耦合电感原边侧同名端接MOS管源极，异名端接输出滤波电容C的正极；耦合电感副边侧同名端接原边侧异名端，异名端接二极管D2的阴极，二极管D2的阳极接输出滤波电容C的负极。所述的变换器运行在电感电流连续导电模式时能消除输出电压的低频波动并且减小MOS管峰值电流。
【专利说明】
一种改进型脉冲序列控制Buck变换器
技术领域
[0001] 本实用新型涉及一种改进型Buck变换器，具体是一种脉冲序列控制含有耦合电感 的Buck变换器。
【背景技术】：
[0002] 脉冲序列(PT)控制是针对以线性控制理论为基础的脉冲宽度调制(PWM)开关变换 器存在瞬时响应慢的固有缺陷而提出的一种开关变换器控制方法。PT控制是一种新型的非 线性离散控制方法，通过调整两组预先设定的脉冲组合来调整输出电压，具有电路实现简 单，控制环路不需要补偿网络，对输入和负载的变化具有快速的动态响应速度，非常适用于 对可靠性要求较高的开关电源控制系统。
[0003] PT控制是针对电感电流断续导电模式(DCM)开关变换器提出来的一种控制方法， 它本质上是开关变换器的输入能量控制。在一个开关周期内，开关变换器的电感储能为零， 输入能量全部传递到输出端。PT控制选择高功率控制脉冲以向开关变换器输入更多的能 量，使输出电压上升;选择低功率控制脉冲以减小向开关变换器输入的能量，使输出电压下 降。开关变换器稳态工作时，高功率控制脉冲和低功率控制脉冲的组合形成一个脉冲序列 循环周期，在该脉冲循环周期内输入能量和输出能量达到动态平衡，从而维持输出电压的 恒定。在PT控制Buck变换器工作于电感电流连续导电模式(CCM)时，在一个开关周期内， Buck变换器的电感储能不再为零，输出电压变化量不再直接与控制脉冲相关。对于PT控制 CCM Buck变换器，高功率控制脉冲作用时，电感电流上升，但不能保证输出电压立即上升； 同样地，低功率控制脉冲作用时，电感电流下降，但不能保证输出电压立即下降。因此，PT控 制CCM Buck变换器存在输出电压调节的滞后性和由此引起的输出电压的低频波动现象。
[0004] 针对以上PT控制CCM Buck变换器存在低频波动现象，本实用新型提出一种改进型 PT控制Buck变换器，消除了低频波动现象。 【实用新型内容】：
[0005] 本实用新型是针对上述低频波动问题，提出一种可消除低频波动的改进型Buck变 换器。为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案:本实用新型由改进型Buck变换器 和PT控制电路组成，PT控制电路是由比较器、D触发器、与门1#、与门2#、或门、驱动依次相连 组成；改进型Buck变换器包括:M0S管Q、二极管Di、二极管0 2、耦合电感、输出滤波电容;所述 的改进型Buck变换器是由Buck拓扑演变而来，将Buck变换器中的储能电感用一对耦合电感 代替;M0S管Q漏极接输入电源正极;M0S管Q栅极接PT控制电路的驱动信号;M0S管Q源极、二 极管Di的阴极、耦合电感原边侧同名端相互连接;耦合电感原边侧异名端、副边侧同名端、 输出滤波电容的正极、负载的正极相互连接;输入电源负极、二极管〇:的阳极、二极管仏的阳 极、输出滤波电容C的阴极、负载的负极相互连接;耦合电感副边侧异名端接二极管D 2的阴 极。所述的耦合电感原边1^和副边1^电感值相同且耦合系数α取值范围为0.8到0.9。
[0006] 本实用新型有益效果：消除了 ΡΤ控制Buck变换器运行在CCM模式时存在的低频波 动现象，同时减小MOS管峰值电流。
【附图说明】：
[0007] 图1为PT控制改进型Buck变换器原理图。
[0008] 图2a为改进型Buck变换器工作模态1等效电路原理图。
[0009]图2b为改进型Buck变换器工作模态2等效电路原理图。
[0010]图2c为改进型Buck变换器工作模态3等效电路原理图。
[0011]图3为改进型Buck变换器在一个开关周期内的典型工作波形。
[0012]图4a为改进型Buck变换器输出电压随着耦合系数变化的分岔图。
[0013]图4b为改进型Buck变换器M0S管峰值电流随着耦合系数变化的分岔图。
[0014]图5a为PT控制Buck变换器输出电压、电感电流、负载电流、M0S管电流及控制脉冲 时域仿真波形。
[0015] 图5b为PT控制改进型Buck变换器输出电压、耦合电感电流、负载电流、M0S管电流 及控制脉冲时域仿真波形。
【具体实施方式】：
[0016] 下面结合实施例对本实用新型技术方案进行详细说明。图1为本实用新型的改进 型Buck变换器和PT控制电路框图。改进型Buck变换器是由Buck拓扑演变而来，将Buck变换 器中的储能电感用一对耦合电感代替;M0S管Q漏极接输入电源正极;M0S管Q栅极接PT控制 电路的驱动信号;M0S管Q源极、二极管0:的阴极、耦合电感原边侧同名端相互连接;耦合电 感原边侧异名端、副边侧同名端、输出滤波电容的正极、负载的正极相互连接;输入电源负 极、二极管〇:的阳极、二极管出的阳极、输出滤波电容C的阴极、负载的负极相互连接;耦合电 感副边侧异名端接二极管〇 2的阴极。PT控制电路是由比较器、D触发器、与门1#、与门2#、或 门、驱动依次相连组成。PT控制电路工作原理为：当采样时刻到来时，判断变换器输出电压 V。是否大于参考电压Vref，当VcXVref时，控制器选择高功率控制脉冲PH，使变换器传输能量增 加，输出电压随之升高；当ν〇>ν Μ?时，控制器选择低功率控制脉冲Pl，变换器传输能量降低， 输出电压随之下降。
[0017] 本实用新型在一个开关周期内的共有3种工作模态，各模态的等效电路图如图2所 不。
[0018] ①模态Uto-t」：如图2(a)所示，Q、D2导通，Di关断。在此导通阶段，电源E经过M0S 管Q给耦合电感原边Li充电，电流iLi以斜率lu上升;耦合电感副边经过二极管D2充电储能，电 流i L2以斜率k2上升。
[0019]
[0020]
[0021]其中，E为输入电压，V。为输出电压，α为耦合系数，耦合电感支路工作必须满足k2> 0,即
[0022]
[0023] ②模态2[以_^]:如图2(b)所示，导通，Q关断。耦合电感原边通过续流二极管 Di释放能量，电流iu以斜率k3下降;親合电感副边通过续流二极管D2释放能量，电流iL2以斜 率k4下降。
[0024]
[0025]
[0026] ③模态3[t2-t3]:如图2(c)所示，Di导通，Q、D2关断。耦合电感原边通过续流二极管 Di继续释放能量，电流iu以斜率k5下降;親合电感副边能量释放完毕，处于截止状态。
[0027]
Μ
[0028] 如图3所示为改进型Buck变换器工作于CCM模式时，在一个开关周期内其主要的波 形示意图。iu、iL2分别为親合电感原边、副边的电流，ii为親合电感电流。当親合电感电流大 于负载电流时，耦合电感电流在给负载供电的同时，多余的电流给输出滤波电容充电，输出 电压上升;反之，当耦合电感电流小于负载电流时，耦合电感电流全部提供给负载，负载所 需电流的不足部分由电容放电电流补充，输出电压下降。
[0029] 模态1中，親合电感电流iL上升量为耦合电感原边电流iL1和副边电流iL2之和，即电 流k上升斜率k 12为电流iLl和电流iL2斜率之和。
[0030] V*·' ^
[0031] 由图3(d)可知，耦合电感副边电流iL2在模态1中上升量等于在模态2中下降量，即
[0032] k2DT = -k4clT (8)
[0033] D为开关管Q导通占空比，d为电流iL2从最大值下降到零所用的时间与开关周期T的 比值。
[0034]联立式(2)、（3)和(6)得：
[0035]
[0036] 模态2中，親合电感电流k下降斜率k34为电流iu和电流iL2斜率之和，即
[0037] X· / 1 ·±
[0038] 由于t2时刻耦合电感支路的能量释放完毕，电流k下降斜率等于电流iu斜率。
[0039] 本实用新型中耦合电感原边侧和副边侧电感值相同，且都为为L。在一个开关周期 内，耦合电感电流变化量为
[0040]
[0041 ]其中DΗ和Dl分别是高功率控制脉冲PH和低功率控制脉冲PL对应的占空比。由式 (11)可知，耦合电感电流增量与PT控制Buck变换器有相同的表达式，与电感耦合值无关。而 区别在于一个开关周期内电感电流的轨迹，Buck变换器电感电流轨迹是折线AB'D，改进型 Buck变换器电流轨迹是折线AB⑶。
[0042] Buck变换器在一个开关周期内输出电压的变化量为 [0043]
[0044]根据图3(b)，式（10)等于多边形AB'DE的面积与阴影部分面积ABCB'之和减去矩形 AEFG的面积，然后乘以1/C。
[0045]多边形AB'DE面积是PT控制CCM Buck变换器在一个开关周期内多产生的安秒面 积，其值为：
[0046]
[0047]阴影部分面积ABCB'为PT控制改进型Buck变换器相对于Buck变换器在一个开关周 期内多产生的安秒面积，其值为：
[0048]
[0049] 矩形AEFG面积为：
[0050] Saefg= | iL(nT)-I〇 | Τ = - Δ iL〇(nT)T (15)
[0051] 式中，k〇(nT)为第n个开关周期开始时刻的親合电感电流k(nT)与负载电流I。之 差。
[0052] 由式(12)-(15)可得一个开关周期的电压增量为：
[0053]
[0054]图3(b)只给出了耦合电感电流与负载电流关系的一种情形，对于其他情形均可得 出式（16)，在此不做重复推导。
[0055] 用ν〇(ηΤ)和k(nT)分别表示第η个开关周期开始时刻输出电压和耦合电感电流，iP (nT)表示第η个开关周期内M0S管峰值电流，结合式（1)、（11)、（16)，可得?1'控制改进型仙(^ 变换器输出电压与M0S管峰值电流的离散时间映射模型。
[0056]
[0057] 采用表1中的仿真电路参数，以耦合系数α为分岔参数，给出了如图4(a)、（b)所示α 变化范围为0.52-0.96时输出电压和M0S管峰值电流分岔图。从图中可以看出，PT控制改进 型Buck变换器存在复杂的非线性行为。在α增大过程中，输出电压与参考电压发生边界碰 撞，低频振荡周期发生了多次突变。当α变化范围为0.52-0.64时，输出电压在4.65V-5.20V 范围内波动，MOS管峰值电流在0.6A-2.2A范围内变化，出现了低频波动现象；当α等于Ο . 64 时，变换器发生第一次边界碰撞，随着α的增大，低频振荡周期发生多次突变，当α变化范围 为0.80-0.90时，输出电压在4.95V-5.05V范围内波动，开关管峰值电流在1.0Α-2.0Α范围内 变化，低频波动现象消失；当α变化范围为0.90-0.96时，虽然不存在低频振荡现象，但输出 电压纹波增大，M0S管峰值电流也增大。所以在设计ΡΤ控制改进型Buck变换器时通过选取合 适的耦合系数α，在抑制低频波动现象的同时减小了 M0S管峰值电流。
[0058] 图5(a)、（b)分别为ΡΤ控制Buck变换器和ΡΤ控制改进型Buck变换器输出电压ν。，电 感电流k、负载电流I〇、M0S管电流和控制脉冲vcs的时域仿真波形。从图5(a)所示的时域仿 真波形可以看出，PT控制Buck变换器均连续选用高功率脉冲和低功率脉冲，存在低频波动 现象，M0S管峰值电流为2.0A;从图5(b)所示的时域仿真波形可以看出，PT控制改进型Buck 变换器控制脉冲为2Ρη-1Ι\，不存在低频波动现象，MOS管峰值电流为1.6A。
[0059] 表1 PT控制改进型Buck变换器参数 [0060]
【主权项】
1. 一种改进型脉冲序列控制Buck变换器，由改进型Buck变换器和PT控制电路组成，PT 控制电路是由比较器、D触发器、与门1#、与门2#、或门、驱动依次相连组成;改进型Buck变换 器包括:MOS管Q、二极管D 1、二极管出、耦合电感、输出滤波电容;其特征在于，所述的改进型 Buck变换器是由Buck拓扑演变而来，将Buck变换器中的储能电感用一对耦合电感代替;MOS 管Q漏极接输入电源正极;MOS管Q栅极接PT控制电路的驱动信号;MOS管Q源极、二极管0:的 阴极、耦合电感原边侧同名端相互连接;耦合电感原边侧异名端、副边侧同名端、输出滤波 电容的正极、负载的正极相互连接;输入电源负极、二极管〇:的阳极、二极管0 2的阳极、输出 滤波电容C的阴极、负载的负极相互连接;耦合电感副边侧异名端接二极管D2的阴极。2. 根据权利要求1中所述的改进型脉冲序列控制Buck变换器，其特征在于，所述的耦合 电感原边侧LjP副边侧1^电感值相同且耦合系数α取值范围为〇. 8到0.9。
【文档编号】H02M3/158GK205566101SQ201620409065
【公开日】2016年9月7日
【申请日】2016年5月6日
【发明人】于东升, 王龙, 杨杰, 朱虹
【申请人】中国矿业大学