专利名称：具有频谱回波尾部估计器的回波消除器的制作方法
技术领域：
本发明涉及回波消除器，它包括有用于远端信号的信号输入端，用于失真的期望信号的音频输入端，耦合到信号输入端的回波估计器，以及耦合到回波估计器和音频输入端的频谱减法器。
本发明还涉及一种系统，尤其是一种通信系统，例如诸如电话机之类的免提通信设备，或话音控制系统，该系统被提供有这种回波消除器，并且涉及一种通过频谱滤波来消除声音回波的方法。
从WO97/45995中已知了一种通过用于抑制诸如回波之类干扰分量的设备来实施的这种回波消除器。已知的回波消除器包括载有远端信号的信号输入端，以及用于期望的麦克风信号的减法器音频输入端，该期望的麦克风信号由于回波而失真。该回波消除器还包括回波频谱估计器，它在
图1虚线所表示的一个可构思的实施例中耦合到信号输入端，以及包括由频谱滤波器实现的耦合到回波消除器和音频输入端的频谱减法器。信号输入端还耦合到用于从远端回波信号导出回波信号复制信号的自适应滤波器。在减法器中，为了消除不希望的回波信号，从回波失真的音频信号中减去该复制信号。为了进一步通过再现不希望的回波信号的残留(也称为尾部或散射)部分的估计来改善回波消除，该频谱滤波器具有其设置取决于确定的回波频谱估计的转移函数。对于该尾部部分，假设该部分与室内脉冲响应(roomimpulse response)的必然的指数衰减包络相关联。但是这种假设隐含着一种制约，在一定的实际和可能变化的条件下，它不可能总是导致精确的回波尾部消除。对于上述构思的实施例更加存在这种制约。而且，这种制约限制了已知回波消除器的应用可能性，特别是在结合其中声音回波的高衰减非常重要的自动语音识别使用时更为如此。
另外，在另一个已知实施例的情况下，回波频谱估计器耦合到自适应滤波器的输出端，并且在自适应滤波器可能的慢响应和因此到回波消除器的延迟输入之间，以及在自适应滤波器中可能出现的错误和频谱减法滤波器的正确操作之间发生了相互依赖性。这种相互依赖性对于回波消除的鲁棒性具有负面影响，特别是对于不稳定的信号来说，它可能导致产生差的实际回波消除结果。
因此本发明的一个目的是提供一种对它能够消除的回波尾部特性进行较少限制的回波消除器，并提供一种通过健壮的方式具备较宽实际应用领域的回波消除器。
另外，根据本发明的回波消除器其特征在于所述回波估计器包括覆盖了将被消除的回波的至少一部分的时间间隔的数字滤波装置。
同样，根据本发明的方法其特征在于至少一部分回波被数字化估计，然后被频谱滤波。
根据本发明的回波消除器的优点是，所述回波估计器至少计算回波的尾部部分。然后，通过频谱滤波的方式进行回波尾部部分补偿。然而，必要的计算并不限制于室内脉冲响应的特定的衰减过程，例如指数衰减过程，正如以下将模拟的任何类型的回波尾部过程。这在实际的实施例中提供了更大的自由度，并拓宽了本发明回波消除器的应用领域。而且，可以使用FIR或IIR数字滤波器设备。另外可以选择数字滤波装置以覆盖整个回波或其尾部部分的时间间隔。
目前，基于自适应滤波器提供的信息不能消除回波尾部部分，如果存在的话。这增加了根据本发明的回波消除器的可靠性和精确性。另外，回波尾部估计器独立工作，尤其是独立于自适应滤波器进行操作，它可能存在于根据本发明的回波消除器中。因此，在回波的质量上，特别是在回波尾部计算中并不反映出这种自适应滤波器的任何非理想特性。利用根据本发明的回波消除器，这将导致至少回波尾部消除的鲁棒性的改善。
回波尾部估计器向频谱减法器提供频谱幅度或频谱功率回波尾部数据，因此并不使用回波相位信息。因此，这节约了存储空间和根据本发明的回波消除器中进行的计算处理能力。
根据本发明的回波消除器的实施例其特征在于回波尾部估计器包括大量的数字滤波器，该数量等于回波消除器中回波路径的数量。
对于在回波消除器中存在的一个或多个扬声器和一个或多个麦克风之间的每个回波路径，本实施例包括一个各自具有适当采样长度的数字滤波器。
根据本发明的回波消除器的简化实施例其特征在于所述回波估计器包括一个数字滤波器。
在该简化的实施例中，每个频谱频率接收机(bin)累加该回波信号，然后将其馈送到一个计算估计回波的数字滤波器。在来源于相同房间的回波的全部尾部部分的情况下，室内脉冲响应的尾部部分主要是其各个相位相互不同(这种不同被频谱估计器所忽略)，但是在其频谱幅度中不存在如此大的不同。因此，由一个数字滤波器代替这些滤波器而引入的误差相对较小，而这将大大减少根据本发明的回波消除器的实现成本。
根据本发明的回波消除器的一个优选实施例其特征在于该回波消除器包括耦合到信号输入端用于估计回波信号尾部之前(pre-tail)部分的自适应滤波器。
在该实施例中，完整的回波包括尾部之前的部分和尾部部分，这些部分通过自适应滤波器和回波尾部估计器独立地进行有效地消除。另外，可以选择被补偿的脉冲响应的回波部分的各个长度，以便例如自适应滤波器相对较短。
优选地，根据本发明的回波消除器进一步的特征在于该回波估计器被安排用作自适应回波估计器。
有利地，回波尾部计算能够适应于室内脉冲响应中的变化，例如这种变化由于在室内的移动而产生。
在根据本发明的回波消除器的另一个实施例中可以存在分开的频谱变换装置，其特征在于该回波消除器包括平行排列的第一和第二频谱变换装置。
在一个特别适合用于自动语音识别(ASR)系统的实施例中，根据本发明的回波消除器的特征在于频谱变换装置包括至少一个滤波器组(filter bank)。
如果在ASR系统中不需要任何的时域输出，那么能够使用滤波器组来减少频率分解(frequency resolution)并籍此减少根据本发明的回波消除器的实现成本。
根据本发明特别适用于通信系统(例如诸如移动电话机之类的免提通信设备)的回波消除器的再一个实施例的特征在于该回波消除器包括逆频谱变换装置。
现在，将参考附图阐明根据本发明的回波消除器和相关的回波消除方法以及其他的优点，其中相同的附图标记表示相同的组件。
在附图中图1示出了包含根据本发明的回波消除器的一些可能实施例的示意总视图；图2示出了应用于图1中回波消除器的变换装置的示意图；图3详细描述了应用于图1中回波消除器的估计器；图4示出了应用于图3中估计器的FIR滤波器设备；图5示出了图3估计器的简化设备；以及图6示出了应用于图1中回波消除器的逆变换装置的示意图。
图1示出了一个耦合到一个或多个扬声器2和可能的一个或多个麦克风的回波消除器，为了简明起见，图中示出了其中的一个麦克风即麦克风3。在一定数目的S个扬声器2和麦克风3之间存在有回波路径，统一标明为e。麦克风3接收想要信号s和收集的回波信号e，从而在音频输入端A上产生麦克风信号z。回波消除器1包括载有包括S个远端信号x的信号的信号输入端4。回波消除器1还包括耦合到信号输入端4和音频输入端A的频谱变换装置5，以及包括耦合到装置5的频谱减法器6，该频谱减法器可能还被视为频谱滤波器。频谱装置5在第一频谱变换装置5-1中计算输入端4上的远端信号的频谱分量。回波e的第一部分或以下称作回波e尾部之前的部分通过可以包括在回波消除器1中的自适应滤波器7来模拟，但这不是必需的，尽管这在实际中是优选的。
在最实际的应用中，该自适应滤波器7为有限脉冲响应(FIR)滤波器，这意味着它能够模拟长度高达该响应的一定长度的室内脉冲响应。即使被优化并且对于给定的稳定环境该自适应滤波器7收敛于一种优化的解决方案，也仍然存在由以下情况的尾部所产生的残留回波，即当S个室内脉冲响应没有被自适应滤波器7的有限长度覆盖时。
回波消除器1还包括回波估计器8，在这里示出为耦合在频谱装置5和频谱减法器6之间，用于估计将被抑制回波的至少尾部部分信号。应该十分注意的是，对于频谱减法，只有回波尾部部分的幅度频谱的估计I是必须的，可以忽略回波相位信息。因此，不必具有可用于处理的全部回波尾部部分信息。这降低了回波消除器1的计算复杂度以及存储空间要求。
尽管在图1中示为独立的方框5，它在这里被细分为变换装置5-1和5-2，但是也可以认为这些装置被分别地包括在估计器8和频谱减法器6中。
该频谱减法器6提供消除回波尾部部分的输出信号U，它可以经过逆频谱变换装置9进行逆频谱变换，这取决于回波消除器1的应用。在诸如移动电话之类的免提通信设备或者话音控制系统中发现回波消除器1的可能应用。对于免提通信系统S通常为1，但是对于话音控制系统S的范围从2(立体声系统)到5(环绕立体声系统)。
如图1中完整而详细的描述所示，自适应滤波器7模拟回波信号e，以便在减法器10中相减之后，在第二频谱变换装置5-2中频谱变换减法器输出信号r以显示变换的信号R。从变换的信号R中频谱减去或滤去尾部部分回波信号I，从而产生了消除回波尾部部分的输出信号U。在自动语音识别系统中，该输出即为想要的输出。在想要时域输出的情况下，第二频谱变换装置5-2所提取的相位信息可以与幅度输出信号U结合以便显示想要的时域输出。
从长度为N(采样)的理想自适应滤波器7能够获得的最大衰减a可以表示为以下的室内混响时间T60的函数A[dB]＝60N/fsT60其中fs为采样频率。但是为了获得高的回波衰减而增加自适应滤波器7中的N，尤其是如果包括了不稳定和/或非白输出信号时，它趋于表现出非理想效应，例如长的收敛时间，不稳定性和慢跟踪能力。但由于温度变化，环境改变以及在室内移动，好的跟踪能力也是重要的。在回波消除器1中，自适应滤波器7可以在时域中工作以消除回波尾部之前的部分，但是频谱减法器6在幅度域中工作(也就是排除了相位信息)以消除回波的尾部部分。对于尾部部分回波消除，只处理它的幅度就足够了。这促进了稳定和健壮的回波处理，在不稳定的环境中也是。
首先，将给出有关本身是已知的并由变换装置5-1和5-2执行的频谱变换的可能实现的的简短概述。参考图2，输入时间信号的采样，例如输入信号x或残留信号r，被首先从串行转换为并行，然后经过块处理。该输入信号在大小为B的块中进行处理。每个新的块被附加到前一个块从而产生了大小为2B的级联块，然后与一个满足以下关系的窗口函数w(n)相乘Σt=-∞∞W(n-1B)=1]]>这样窗口化的块然后通过大小M≥2B的快速傅里叶变换(FFT)进行变换。假定M等于2B并且已知该输入信号为实数值，计算独立于B+1的FFT系数的大小。除了幅度以外，幅度平方或可替换地幅度的其他任何正函数都能够用于表示每个频率接收器中用于计算涉及到的FFT系数的功率。如果要求时域输出，那么应用于残留信号r的变换还必须提供FFT系数的相位以便在频谱相减之后用于重建。这对于应用于信号输入端4的远端信号的变换就不是必需的了。如果回波消除器1将被用于ASR，如上所述，那么可以使用滤波器组11来降低频率分解并籍此减少实现成本。滤波器组11的K个输出系数为B+1输入系数的线性组合。如果在任意的时间常量，Xi为到滤波器组11的B+1个输入系数，那么利用任意核(kernel)gki根据以下公式来计算K个输出系数YkYk=Σi=0BgkiXi,0≤k≤k-1---(1)]]>在ASR中，通常选择该核为三角形，它具有在所谓MEL刻度上为线性的频率间距。(参见L.R.Rabiner和B.H.Juang的由Prentice-Hall于1993年在美国纽约Englewood Cliffs出版的“语音识别基础(Fundamentals of Speech Recognition)”)。在采样频率为8KHz时，对B和K的典型选择是K＝128以及K＝15。如果没有使用任何滤波器组，那么K等于B+1。这样产生了每个B输入采样大小为K的输出向量。输入端4上的变换远端信号(可能通过延迟寄存器12被延迟，延迟寄存器12的长度等于自适应滤波器7的长度)由提供对R中残留回波的频谱估计I的估计器8以后面将进行描述的方式处理。对于在频谱减法器/滤波器6中的频谱滤波或相减，可以应用以下规则Uk＝max[max(Rk-sIk，c1Rk)，c2]，0≤k≤K-1，其中，c1和c2为非负常数，s为正减法因子，Rk，Uk和Ik为任意时间瞬间的向量R，U，和I的元素。常数c1可用于限制频谱相减所引起的最大衰减。对U的元素的较低限制可以由常数c2来规定。
相反，如果要求时域输出信号，那么在逆变换装置9中，计算频谱向量U的大小为M＝2B的逆FFT(IFFT)，同时频谱向量U与相位r组合，如图6中所示。大小2B的所得块被分离为大小为B的两部分。第一部分被填加到上一块的第二部分并且第二部分被存储，以便填加到下一块的第一部分。在被填加之后，B信号从并行转换为串行以显示时域输出信号。
现在，图3示出了回波估计器8的可能实施例。将来自变换装置5-1的S个K维频谱系数馈送到数字滤波装置DF，数字滤波装置在这里为可能平行排列的S个K通道FIR滤波器的形式，分别表示为FIR0...FIRS-1。在求和装置∑中各个滤波器输出的累加给出了回波I的估计值。
滤波器DF之一(即，用在估计器8中的FIRm)的结构在图4中示出。其中表示为Wm，I的K维加权向量为实数和非负的，这里m＝1，...，S-1，以及I＝0，...，L-1。L为滤波器长度，即延迟单元D的数量，这是由S个室内脉冲响应应该补偿的长度来确定的。如果Nh指示在这些响应的采样中的长度，估计器8中FIR滤波器的长度如下给出 其中N为自适应滤波器7的长度，B为块长度。加权向量Wm，I或者在初始相位中计算然后保持不变，或者可以被自适应地调整。在图1中通过将加法器D虚线连接到减法器输入向量信号I和R的方式示意性示出了自适应调整，加法器输出通过控制单元C耦合到用于调整上述加权向量的频谱估计器8。在这种方法中加权向量Wm，I自适应地取决于差信号R-I。但是甚至在非稳定的环境中，固定的加权也是有用的，因为室内(小)运动主要是通过与频谱减法不相关的相位改变来从所谓的散射声音场中影响尾部部分回波的，这不在相位域中操作。首先将解释固定加权，之后将进一步解释加权适配。
假设hm(n)作为第m个远端通道和麦克风3之间室内脉冲响应的长度Nh的估计值。这个估计可以在初始化阶段获得，其中能够使用特别的，优选地为平稳和白测试信号使很长的多通道自适应滤波器7适应室内脉冲响应。可替换地，一个单通道的自适应滤波器可以用于依次地估计每个回波路径的脉冲响应。由于在这个阶段，不进行其他的处理，因此必要的硬件完全可以专门用于该自适应滤波器，从而由于非常长的滤波器而增加的复杂度变得不再成问题。在初始化之后，为了减少复杂度并避免与非常长的滤波器有关的实际问题，因而减少自适应滤波器7的长度以便进一步进行处理，如早先所述的。如果通过频谱变换装置5-1和5-2到频域的变换不包括滤波器组11，那么根据以下公式通过采取估计脉冲响应hm(n)的最后Nh-N个采样的长度为B的第一部分的2B点离散傅里叶变换(DFT)的幅度可以获得该加权Wm，IWm,l,k=|ΣN=0B-1hm(n+N+lB)exp(-jπnk/B)|,]]>M＝0，...，S-1；l＝0，...，L-1，k＝0，...，B，其中Wm，l，k为向量Wm，l的第k个元素。如果滤波器组11用于到频域的转换，那么可以通过应用上述线性组合方程(1)对向量W的元素计算相应的加权，其中Wm,l,k=Σi=0BgkiWm,l,i,]]>M＝0，...，S-1；l＝0，...，L-1，k＝0，...，B，其中gk，i仍为滤波器组核。
为了避免估计初始化阶段中的室内脉冲响应，能够使用用于在处理过程中优化加权的自适应算法。另一个好处是然后加权可以适应室内的变化，这比刚才的脉冲响应的尾部部分的相位影响更大。自适应算法的可能实现例如为熟知的最小均方(LMS)算法或规格化LMS。由于通常情况下室内脉冲响应尾部的幅度频谱不会快速地变化，因此自适应算法中的更新常量被选择为非常小，这将导致自适应算法健壮的收敛特性。
图3的实现要求每个远端通道都有一个K通道FIR滤波器。如图5所示，通过交换求和与数字滤波器操作，以及只用一个FIR滤波器来代替S个FIR滤波器能够简化该估计器8。这将以极大减少的实现成本产生实际等同的性能。当S个FIR滤波器模拟的相同室内脉冲响应的尾部主要不同在相位，而幅度相差不大时，仅用一个FIR滤波器所引入的错误相对较小。这通过识别结果得到验证。数字滤波装置可以包括IIR或FIR滤波器实现。
尽管已经参考基本上优选的实施例和最可能的模式描述了上述内容，但是应该明白这些实施例绝不能解释为限制所涉及系统和方法的限制性实例，因为对于本领域的普通技术人员来说，各种改变、特征、和特征的组合都将包括在所附权利要求书的范围之内。
权利要求
1.一种回波消除器(1)，包括用于远端信号的信号输入端(4)，用于失真的期望信号的音频输入端(A)，耦合到信号输入端(4)的回波估计器(8)，以及耦合到回波估计器(8)和音频输入端(A)的频谱减法器(6)，其特征在于，该回波估计器(8)包括覆盖了要被消除的回波的至少一部分的时间间隔的数字滤波装置(DF)。
2.根据权利要求1所述的回波消除器(1)，其特征在于，该回波估计器(8)包括一定数目(S)的数字滤波器，其数目等于回波消除器(1)中回波路径的数目。
3.根据权利要求1-2之一所述的回波消除器(1)，其特征在于，该回波估计器(8)包括包括一个数字滤波器。
4.根据权利要求1-3之一所述的回波消除器(1)，其特征在于，该回波消除器(1)包括耦合到信号输入端(4)用于估计回波尾部之前部分的自适应滤波器(7)。
5.根据权利要求1-4之一所述的回波消除器(1)，其特征在于，该回波估计器(8)被安排用作自适应回波估计器(8)。
6.根据权利要求5所述的回波消除器(1)，其特征在于，该回波消除器包括平行排列的第一(5-1)和第二(5-2)频谱变换装置。
7.根据权利要求6所述的回波消除器(1)，其特征在于，该频谱变换装置(5，5-1，5-2)包括至少一个滤波器组(11)。
8.根据权利要求1-6之一所述的回波消除器(1)，其特征在于，该回波消除器(1)包括逆频谱变换装置(9)。
9.一种系统，特别是一种通信系统，例如诸如移动电话机之类的免提通信设备，或话音控制系统，该系统装备有回波消除器(1)，回波消除器(1)包括用于远端信号的信号输入端(4)，用于失真的期望信号的音频输入端(A)，耦合到信号输入端(4)的回波估计器(8)，以及耦合到回波估计器(8)和音频输入端(A)的频谱减法器(6)，其特征在于，该回波估计器(8)包括覆盖了要被消除的回波的至少一部分的时间间隔的数字滤波装置(DF)。
10.一种用于通过频谱滤波来消除声音回波的方法，其特征在于，回波的至少一部分被数字估计，然后被频谱滤波。
全文摘要
一种回波消除器包括用于远端信号的信号输入端，用于失真的期望信号的音频输入端，耦合到信号输入端的回波估计器，以及耦合到回波估计器和音频输入端的频谱减法器。回波估计器还包括覆盖了要被消除的回波的至少一部分的时间间隔的数字滤波装置。回波部分的频谱相减不使用回波相位信息。因此，节约了存储空间和回波消除器中进行计算的处理能力。而且，这些计算并不限制于特定的室内脉冲响应衰减过程，因为可以模拟任何类型的回波尾部过程。在实际实施例中这提供了更大的自由度并拓宽了回波消除器的应用领域。
文档编号H03H21/00GK1605186SQ02824990
公开日2005年4月6日 申请日期2002年12月9日 优先权日2001年12月14日
发明者M·兰格, C·P·詹塞 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司