专利名称：自动频率控制接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种无线接收机，而且具体地本发明涉及通常在由无线接收机接收的信号上观察到的接收机的本地频率与所接收的信号的频率之间的频率差的消除。例如，在蓝牙标准中，接收机必须能够处理大的频率差。在包含与接收机通信的发射机的无线系统中，通常在发射机的频率和接收机的本地振荡器工作的频率(称为参考频率)之间存在差值。这个频率差表现为接收机的解调器的输出处的差值电压。已经存在方法，其用于从在某段时间上分析所解调的信号中估计差值电压并然后从该信号中消除差值电压；或存在方法，其使用这个电压差来调整自动频率控制(AFC)回路中的本地振荡器。因此在现有技术中，工作在借助所谓的参考值控制的所谓的参考振荡频率处的无线接收机包含用于解调所接收的信号的解调装置，估计所解调的信号的平均值的装置，将所解调的信号的平均值校正为参考值的装置，以及用于确定由所接收的信号采用的二进制值的决策装置。
由自动频率控制回路校正所解调的信号的平均值的功能因此是公知的。在这个回路内，用于估计电压差的估计装置可例如由使得所解调的信号通过具有窄通带的低通滤波器组成，该低通滤波器消除有用的信号并保留连续分量。
本发明涉及以下考虑低通滤波器的通带的选择是一种折衷；利用窄通带，这个方法对于估计连续分量是慢速的，并且如果通带被加宽以增加运行速度，则连续分量的估计可被通过滤波器的信号的分量破坏。慢速方法的缺点在于，在接收有用信息之前需要信号的长部分来估计电压差，并且这引起在检测每个接收范围的开始时时间的损失或精度的损失。更快但是更多被破坏的估计的缺点在于，误差通过消除差值电压的方法被引入到所接收的信号中。
本发明的一个目的在于，能够获得一种用于在无线网络上并且通常通过接收范围接收的信号的接收机，它不具有上面公开的现有技术的缺点。
对于这个目的，根据本发明，按照前言段落的无线接收机的特征在于，估计装置包含快速提取在第一时段用在决策装置中的所解调的信号的第一平均值的第一装置，和慢速提取用在校正装置中的和在第二时段用在决策装置中的所解调的信号的第二平均值的第二装置。
这两种估计平均值的装置是互补的，并且使得既没有其中要求信号的长部分来估计平均值的慢速系统，也没有由错误估计的信号平均值引入信号的误差成为可能。因此得到的信号接收电路结合慢速和快速频率估计，以便同时实现频率的精确校正和接收机从接收范围的开始处的良好的灵敏度。
在本发明的特定实施例中，校正所解调的信号的平均值的装置使用频率校正回路。自动频率控制的原理对于模拟数据和数字数据是公知的。
在本发明的有利实施例中，第一估计装置包含用于评价所接收的信号的最小值和最大值以及因此估计在这两个值之间的中间值处的信号的平均值的装置。这样的估计非常快速。然而，这也遭受相对的不精确(例如，当一连串连续的1或0存在于信号中时)。这种估计可用于整个信号但是决策装置的精度可由此被影响。
因此，在本发明的优选实施例中，所接收的信号由同步和控制部分以及数据部分组成，第一周期不超过接收同步和控制部分所需的周期。
本发明可在任何工作在无线网络上的接收机中实施，其中可产生明显的频率差。因此涉及蓝牙、DECT等技术和任何其他存在上述公开的特征的技术。
根据本发明的原理可同样被用于数字数据或模拟数据。
本发明也涉及集成电路，其中存在根据本发明的接收机。
本发明也涉及一种根据本发明的接收和处理从无线网络中接收的信号的方法。
本发明将参考在附图中示出的实施例的例子来进一步说明，然而，本发明并不限于这些例子。
图1是根据本发明的接收机的框图，图2是自动频率控制回路的通用原理的框图，图3是在频率控制回路内实施的放大器的实施例的例子，图4是根据有利实施例的本发明的接收机的功能图，
图5是用于控制根据本发明的优选实施例的本发明的各种元件的时序图，图6表示利用本发明的实施借助一组表示在图4的电路中的各点处的电压的曲线获得的频率校正的结果。
以下注释涉及参考标记。在所有附图中，相同的实体由相同的字母表示。多个相同的实体可出现在单幅图中。在这种情况下，数字或下标通过字母被添加到参考标记，以区别相似的实体。数字或下标可为了方便而被省略。这应用于说明书和权利要求书。
提供随后的说明以使得本领域的技术人员能够实施和使用本发明。本说明被提供在本专利申请及其要求的上下文中。各种对优选实施例的替换方案对于本领域的技术人员都是明显的，并且此处公开的本发明一般原理可应用于其他实施方案中。
因此本发明不被认为局限于所描述的实施例，而是根据下面描述的原理和特征具有最宽的范围。
图1示出根据本发明的接收机的框图。这幅图示出用于执行实施本发明必需的各种功能的装置。这些功能是在根据本发明的接收方法中的步骤。根据本发明的接收机从无线网络中接收信号S。该接收机包含接收装置(未示出)，其可例如为天线。该接收机工作在所谓的参考振荡频率处，所述的振荡频率借助所谓的参考值Vref来控制。这个参考值通常是电压。根据本发明的接收机包含用于解调所接收的信号S的解调装置DEMO、估计所解调的信号SD的平均值MV的装置EST、将所解调的信号SD的平均值MV校正为参考值Vref的装置COR、以及用于确定由所接收的信号S采用的二进制值的决策装置DEC。根据本发明，估计所接收的信号的平均值的装置EST包含快速提取在第一时段期间用在决策装置DEC中的所解调的信号SD的第一平均值MVA的第一装置ESTA，以及慢速提取用在校正装置COR中的和在第二时段期间用在决策装置DEC中的所解调的信号SD的平均值MVB的第二装置ESTB。由根据本发明的接收机操纵的数据可为数字的或模拟的。在下文中，介绍了将本发明应用于数字数据的模拟处理。估计平均值的装置然后将为意图用于模拟数据的处理的装置。估计数字数据的数字装置也可被使用，而不违背本发明的原理。
在特定的实施例中，以及根据图1所示出的，校正所解调的信号SD的平均值MV的装置COR环路到解调器DEMO上，因此形成通常所称的频率校正回路。这样的回路通常公知为术语自动频率控制。图2示出自动频率控制回路的通用原理的框图。这样的频率控制回路的功能是两方面的。无论所接收的信号中的频率差为多少，该频率控制回路都保持频率fIF恒定。该频率控制回路也通过将频率fIF自动修改为解调器的中心频率来对方法中的任何变化和温度进行补偿。这通过将关于平均频率fIF的信息环路到接收机的本地振荡器VCO上，以便使它的本地频率fVCO的调整自动发生。解调器DEMO的输出信号在低通滤波器FIL中被滤波以便提取信号频率的平均值。这个滤波器FIL因此构成慢速估计所解调的信号SD的平均值MVB的装置ESTB。这样的滤波器的实例将在图4的说明中给出。平均值MVB然后与参考值Vref比较。这例如产生一个误差信号。这个信息被放大并被施加到本地振荡器VCO的控制输入端。这导致VCO的频率中的变化，其趋向于消除信号与本地振荡之间的频率差。
更精确地，解调器被假设具有以下形式的线性响应SD＝Vc-Kd(fIF-fc)其中，当fIF等于fC时Vc是输出电压，而Kd是解调器增益。因此电压SD可在解调器的输出端处得到。解调器DEMO之后为估计信号SD的平均值MVB的装置ESTB。这些估计装置ESTB有利地由如上所看到的低通滤波装置FIL组成。这样，所获得的平均值MVB与频率fIF和fc之间的频率差值成比例。紧接着，平均值MVB与参考值(通常为电压Vref)比较，而且由增益为A的放大装置AMP放大并然后被供应给接收机VCO的本地振荡器。这总结为以下表达式Vmod＝Vref+A(Vin-Vref)放大器AMP的输出信号被施加给在频率fIF处起作用的本地振荡器VCO。因此fVCO＝fref+Km(Vmod-Vref)fref是当Vmod＝Vref时的频率以及Km是调制增益。信号频率中的每个差值因此以反方向修改相同值的当前频率fIF，以及fIF＝fVCO-ΔfRF接下来，系统对频率RF中的变化的响应可为载波频率或调制本身中的差值。
使用前述等式，最后获得以下表达式fIF-fref=KmAF(Vc-Vref)+KmAFDKd(fc-fref)-ΔfRF1+KmAFKd]]>如果Vc＝Vref，则该等式简化为fIF-fref=KmAFKd(fc-fref)-ΔfRF1+KmAFKd]]>理想情况下，系统被构造以使fc＝fref。换言之，这意味着，当fIF＝fref时，输出电压Vc＝Vref。例如因为方法中的变化，不可能是这种情况。当信号ΔfRF的频率差为零时，而且如果回路的增益KmAFKd相当大，则等式示出回路使得频率fIF朝着fIF＝fc回到中心位置。
在所接收的信号中的频率差的情况下，该回路保持频率fIF接近fc，因为电压差衰减了系数1+KmAFKd。
该回路必须补偿所接收的信号的频率中的任何慢漂移而不对其调制起反应。这通过回路滤波器的最优化来实现。
通过选择具有以下传递函数的一阶滤波器F(p)=11+τp]]>对于fc＝fref，可获得fIF(p)=fref+1+τp1+τp1+Gloop·ΔfRF(p)1+Gloop]]>其中Gloop＝KmAF(0)Kd是静态回路增益。
对于所接收的信号快速变化以使τp1+Gloop>>1,]]>该回路不起反应，而且因此调制被传输而不会在回路中衰减。该回路放大器必须具有高输入阻抗以便对于出现在回路滤波器电容上的电压敏感。其输出控制本地振荡器VCO的调谐。该放大器例如根据图3通过具有返回的跨导类型的放大器来实施。
该回路放大器可利用下式被分解为增益项Gv和反向增益项βGv=gmRout(R1+R2)Rout+R1+R2]]>
β=R1R1+R2]]>闭合回路增益为Vout-VrefVin-Vref=Gv1+βGv]]>例如，在该应用中，近似20的增益被要求。因为跨导是具有一个级的放大器，所以该增益不是非常大，而且利用相当低的反向增益(Gvβ稍微大于1)来得到目标增益。此处已经看到自动频率控制回路的通用功能。在应用到诸如例如蓝牙接收机的运行在无线网络上的接收机的应用中，意图确定信号是否对应于一(1)或对应于零(0)(即确定所接收的信号的二进制值)的决策装置DEC是必需的。自动频率控制回路和所述决策装置DEC要求提取信号的平均值，但是相对于这个提取具有不同要求。对于决策装置DEC，最重要的是提取在接收机的接收范围的开始期间必须是快速的。这个接收范围的开始通常对应于存取代码和信号同步以及误差控制信号。另一方面，对于频率控制回路，慢速提取被永久地要求，以便阻止由频率控制回路调制的衰减或消除。在接收范围的开始期间，连续分量的提取被优选地通过估计平均值ESTA的第一装置来执行。因此，回路可具有低增益(例如为6)。通过估计平均值MV的各种装置EST来执行提取的周期是根据意图由接收机来接收的信号的特征来选择的。根据图4，这些周期由控制装置来控制，该控制装置是根据如例如图5中所公开的时序图控制的开关。
图4示出本发明的有利的实施例。图1中所示出的装置再次更详细地并在数据的模拟处理的上下文中找到。
根据图4，接收机在其解调器DEMO中接收信号S。解调器启动开关R_ON，以便将系统置于接收数据的状态。一旦已经执行了解调，所解调的信号SD作为输入被供应给估计平均值MVA和MVB的两类装置ESTA和ESTB。快速的第一装置ESTA例如执行信号的最小值和最大值的评价，然后采用这两个值之间的中间值作为所解调的信号SD的平均值。这样的评价的一种实施在图4中描述。信号极值的评价和中间值的计算(特别是如图4中所描述的那样)从现有技术中公知，并因此在此处将不再进一步详细描述。第二估计装置ESTB例如根据图4由低通滤波器R2C1组成。电容C1的值选自称为ESTB的RC滤波器的时间常数的折衷。这个值通常是高的而且因此电容是外部的。该时间常数必须相当长以便获得解调器的输出信号的平均值的良好的估计，但是当决策装置的参考输入端被切换到慢RC滤波器的输出端时，又必须相当短以便确保滤波器输出的电平已经接近其在存取代码的末端处的最后的值。值得注意的是本发明可能在电路中只具有一个外部电容，该电容表示接收机的空间和制造时间的节省。这个单个外部电容被永久地用于频率控制回路并通过时间间隔用于决策装置。
校正装置以如图2中所示的相同的方式包含连接到本地振荡器VCO的输入端的放大器AFC，整个校正装置被置于具有解调器DEMO的回路中。决策装置DEC包含根据两个输入端上的值将输出端的值固定在1或0处的放大元件SL1，第一输入端接收来自估计装置ESTA和ESTB之一的信号的平均值，第二输入端接收解调信号SD本身。有利地，当不再有任何信号要被处理时，这个放大元件SL1还去活由解调器DEMO激活的开关信号R_ON。根据优选的实施例，根据图5中所示的时序图启动各种开关。
在接收范围开始之前，也就是说在图5中，一给接收机加电，外部电容器C1就通过激活开关S_EN被预充电至参考电压Vref，该开关S_EN出现在图5中的时序图的第一行上。当接收机被加电时，本地振荡器VCO和回路PLL也被启动。在接收范围的开始处，信号的检测通过由解调器DEMO触发的信号R_ON被指示给接收机的所有元件。接收REC然后开始而且数据DATA以例如图5中所示的形式到达。这些构成所接收的信号的数据通过由多个同步和误差校验元素PR、SYN、TR组成的存取代码来形成，并然后形成一个特定数据的数据包PAYL，这些数据是对于接着由接收机处理的通信特有的数据。然后开关R_ON使得外部电容C1切换到解调器DEMO的输出端上用于通过第二估计装置ESTB提取信号的平均值MVB。相当长的时间常数被使用。在频率差的情况下，信号的平均值MVB与参考电压Vref不同。这个信息被供应给本地振荡器VCO的输入端以便校正接收机的频率。这形成称为自动频率控制回路的回路。在这段时间期间，接收机必须确定所接收的位是0或1。这必须通过还与信号的平均值MV比较来完成。由估计装置ESTB供应的平均值MVB不能用在接收范围的开始处，因为不能足够快速地向实际平均值收敛。因此另一种电路被使用。这个电路包括估计装置ESTA，该装置从峰值的检测中确定平均值。这些估算装置ESTA通过激活开关SR被重新初始化。然后，在图5中所示的时间常数期间执行峰值的检测和峰值的评价MIMA。在这个评价期间，开关S2被激活而S3被打开，以使信号的平均值在估计装置ESTA的输出端处可得到，且在确定元件SL1的参考输入端处可得到。接下来，通过将开关S2切换到打开位置而将开关S3切换到闭合位置，决策装置DEC的参考输入被切换到由估计装置ESTB测量的平均值MVB。然后频率控制回路和决策装置使用信号的相同的平均值MVB。时间常数被选择以便在数据包PAYL到达之前发生切换，该数据包PAYL包括接下来由接收机处理的通信的特定数据。
利用下表中提出的图4中的各种元件的值来执行仿真。这个仿真在图6中提出。
这些值通过指示给定并且不排除其他值或值的范围。例如，如果对于特定的应用获取数据和将平均值调整为参考值的时间常数可被增加，则外部电容C1可被增加。例如针对约100kHz(在图6中的例子中为200kHz)的载波频率差执行仿真。在这样的仿真中，例如在图5中找到根据时序图执行的动作。回路PLL和频率控制回路首先被激活。频率控制回路利用与用于本地振荡器的电压相同的参考电压Vref(例如1.45V)来初始化。在回路PLL已经在所要求的频率处建立之后，根据图5中的图在200μs处激活接收机。数据在225μs处到达曲线Demod_OUT。应注意在图6中这些数据具有关于在外部电容C1上充电的参考值Vref的差值并在曲线Cext上绘出。由于本发明，在该仿真上，恢复数据和因此在由曲线Cext(Vin AFC)表示的Vref附近解调的曲线Demod_OUT的频率控制回路的效果被观察。在曲线DC_Slicer上绘出的由决策装置使用的平均电压首先由提取装置通过检测曲线Demod_OUT上的峰值来供应，其运行在存取代码和数据包的头部数据包直至根据图5和图6中的近似350μs。在这个时刻，频率控制回路已经校正了初始差值。通过检测峰值ESTA由提取装置提取的连续分量MVA的电平接近由外部电容C1表示的平均电平MVB。然后决策装置的参考输入端被切换到外部电容C1。
虽然本发明已经根据所示的实施例进行了描述，但是本领域的技术人员会立即认识到，存在所示实施例的变形而且这些变形保持在本发明的精神中和范围内。因此许多修改可由本领域的技术人员做出，而不超过由所附的权利要求所定义的精神和范围。
权利要求
1.一种用于在无线网络上接收的信号的接收机，所述接收机工作在所谓的参考振荡频率处，所述振荡频率借助所谓的参考值来控制，该接收机包含用于解调所接收的信号的解调装置，估计所解调的信号的平均值的装置，将所解调的信号的平均值校正为参考值的装置，用于确定由所接收的信号采用的二进制值的决策装置，其特征在于，该估计装置包含快速提取在第一时段期间用在决策装置中的所解调的信号的第一平均值的第一装置，和慢速提取用在校正装置中的和在第二时段期间用在决策装置中的所解调的信号的第二平均值的第二装置。
2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于所述校正所解调的信号的平均值的装置使用频率校正回路。
3.如权利要求1和2之一所述的接收机，其特征在于所述第二提取装置包含低通滤波装置，用于提取所述信号的平均频率。
4.如权利要求1至3所述的接收机，其特征在于所述第一估计装置包含用于估计所接收的信号的最小值和最大值的装置，和估计在最小值与最大值的中间值处的信号的平均值。
5.如权利要求1至4所述的接收机，其特征在于，所接收的信号由同步和控制部分以及数据部分组成，第一周期不超过接收同步和控制部分必需的持续时间。
6.一种集成电路，包含如权利要求1至5之一所述的接收机。
7.一种接收和处理在无线网络上接收的信号的方法，包含以下步骤用于解调所接收的信号的解调步骤，估计所解调的信号的平均值的估计步骤，将所解调的信号的平均值校正为参考值的校正步骤，用于确定由所接收的信号采用的二进制值的决策步骤，其特征在于，该估计步骤包含提取在第一时段期间用在决策步骤中的所解调的信号的第一平均值的快速子步骤，和慢速提取用在校正步骤中的和在第二时段期间用在决策步骤中的所解调的信号的第二平均值的第二子步骤。
全文摘要
本发明涉及从无线网络中接收信号[S]的接收机，所述接收机工作在由所谓的参考值[Vref]控制的所谓的参考振荡频率处。所述接收机包含用于解调所接收的信号[S]的解调装置[DEMO]、估计所解调的信号[SD]的平均值[MV]的装置[EST]、将所解调的信号[SD]的平均值[MV]校正为参考值[Vref]的装置[COR]、用于确定由所接收的信号[S]采用的二进制值的决策装置[DEC]。根据本发明，该估计装置[EST]包含快速提取在第一时段期间用在决策装置[DEC]中的所解调的信号[SD]的第一平均值[MVA]的第一装置[ESTA]，和慢速提取用在校正装置[COR]中的和在第二时段期间用在决策装置[DEC]中的所解调的信号[SD]的第二平均值[MVB]的第二装置[ESTB]。
文档编号H03J7/02GK1666414SQ03815126
公开日2005年9月7日 申请日期2003年6月23日 优先权日2002年6月28日
发明者P·菲利普 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司