专利名称：D类放大器及其调制方法
技术领域：
本发明涉及一种功率放大器及其调制方法，尤其涉及一种D类功率放大器及其调制方法。
背景技术：
目前，放大器按照信号的导通角可以划分为A、B、C、D四类。随着功率放大器在电子技术领域的应用越来越广泛，D类放大器因其工作于开关状态，在导通时快开快关而越来越受到人们的青睐。与此同时，D类放大器的功耗和效率的高低也越来越成为该器件的关键性能指标。
图1示出现有技术中D类放大器装置中NMOS开关管MN1和MN2同时导通，而PMOS开关管MP1和MP2同时关断的情形。其中，A和B作为脉宽调制电路的输出信号，同时又作为H-桥驱动电路的输入信号。更具体地说，A信号提供输入信号IN1和IN2，而B信号提供输入信号IN3和IN4。H-桥驱动电路由NMOS管MN1和MN2、PMOS管MP1和MP2以及电阻和电感组成的外部负载电路而构成。当A信号为高电平，而B信号也为高电平时，NMOS管MN1和MN2因达到其开启电压而导通，而PMOS管MP1和MP2则因承受正向的栅源电压而关断。
图2示出现有技术中D类放大器装置中NMOS管MN2和PMOS管MP1同时导通，NMOS管MN1和PMOS管MP2同时关断的情形。当A信号为高电平，而B信号为低电平时，NMOS管MN2和PMOS管MP1导通，而NMOS管MN1和PMOS管MP2关断。此时，D类放大器处于工作状态，在输出端OUTP和OUTN之间的电压为+Vdd。
图3示出了现有技术中D类放大器装置中NMOS管MN1和PMOS管MP2同时导通，而NMOS管MN2和PMOS管MP1同时关断的情形。当A信号为低电平，而B信号为高电平时，NMOS管MN1和PMOS管MP2导通，而NMOS管MN2和PMOS管MP1关断，此时，D类放大器也处于工作状态，在输出端OUTP和OUTN之间的电压为-Vdd。
现有技术中一般采用如图2和图3所示的两种输出状态(即“二态”)形式的PWM调制方法。当输入信号A和B为零时，脉宽调制(PWM)电路输出的两路调制信号为完全差分信号，即A和B为完全差分信号，在OUTP和OUTN两个输出端的电压波形以及流经负载的电流波形如图4所示。在此调制方式中，外部负载两端的电压差为(+Vdd)-(-Vdd)＝2Vdd，流过负载上的电流比较大，若PWM信号的周期为时间T，则负载上的电流最大可达到Imax=(1/L)∫0T(2*Vdd)dt,]]>其中L为所述负载电路中的电感系数。如图4所示，当输入信号A和B均为零时，负载电流依然存在，这种情形会极大地影响该D类放大器的功耗和效率。另外，当输入信号A和B不为零时，负载上损失的电流信号与PWM调制信号的占空比成反比，而且较大的纹波电流在负载输出端OUTP和OUTN也会产生较大的电磁干扰。
为了克服“二态”形式的PWM调制方式下电流损耗过大的缺陷，现有技术中比较多的采用四种输出状态(即“四态”)形式的PWM调制方法。参考文献美国专利第6,211,728号中给出的H-桥部分存在四种输出状态，即除了图1、图2和图3的输出状态之外，还会有如图5所示的第四种输出状态。参照图5，脉宽调制电路的输出信号A和B同时为低电平时，即IN1和IN2为低电平，IN3和IN4也为低电平。根据PMOS和NMOS的导通特性，H-桥电路中的PMOS管MP1和MP2导通，而NMOS管MN1和MN2关断。图6为美国专利第6,211,728号采用“四态”PWM调制方式下的OUTP和OUTN这两个输出端的电压波形，图中还示出流经外部负载电路的电流波形。特别的，参考图6中所示的负载OUTP端电压，在输入信号为零时，该D类放大器的负载电压与负载电流基本为零。从中可以看出，采用“四态”PWM调制方式相比“二态”PWM调制方式而言，D类放大器的电流损耗要明显降低。但是，由于该D类放大器采用“四态”调制方法，开关电流会产生尖峰电流，且要经过四次翻转，电流损耗还是无法有效降低。
因此，从其负载端的电压和电流波形可以看出，美国专利第6,211,728号所揭示的D类放大器的电路依然存在负载电流损耗较高，效率较低的缺陷。
发明内容
针对上述现有D类放大器所存在的缺陷，本发明提供了一种损耗小、效率高的D类放大器装置。
本发明目的可通过如下技术方案实现一种D类放大器，包含脉宽调制电路，用来对输入信号进行脉宽调制，并产生两路输出信号；逻辑控制电路，接受所述脉宽调制电路的两路输出信号，并通过逻辑运算，输出该逻辑控制电路的两路输入信号；以及H-桥电路，包括两PMOS管、两NMOS管及负载电路，它接收所述逻辑控制电路的两路输入信号，控制所述H-桥电路中的PMOS管和NMOS管而产生负载电路两端的输出。
本发明目的亦可通过如下技术方案实现一种D类放大器的调制方法，包括步骤一，D类放大器的输入端经过脉宽调制后产生两路输出信号；步骤二，对脉宽调制后的两路输出信号进行逻辑处理，以得到两路输入信号，所述经过逻辑处理后的两路输入信号只具有三态形式，即低电平和高电平、高电平和高电平、高电平及低电平；以及步骤三，将逻辑处理后的两路输入信号提供给H-桥电路，以控制H桥电路中的PMOS管和NMOS管而产生H-桥电路的负载电路两端的输出。
与现有技术相比，本发明通过在D类放大器的脉宽调制电路后增加逻辑控制电路，并通过有效的逻辑处理，可使得H-桥的PMOS管和NMOS管可被有效控制，进一步实现有效减少负载电流损耗的有益效果，提高D类放大器的工作效率。
读者在参照附图阅读了本发明的具体实施方式
以后，将会更清楚地了解本发明的各个方面。其中，图1示出了现有技术中D类放大器的H-桥电路之一种工作状态；图2示出了现有技术中D类放大器的H-桥电路之另一种工作状态；图3示出了现有技术中D类放大器的H-桥电路之又一种工作状态；图4示出了现有技术中D类放大器在基于图2和3的二态下的负载电压和电流波形(输入信号为零时)；图5示出了参考文献美国专利第6211728号中D类放大器的H-桥电路之另一种工作状态；图6示出了参考文献美国专利第6211728号D类放大器的负载电压和电流波形；图7示出了参考文献美国专利第6211728号D类放大器输入信号为零时的情况；图8示出了本发明D类放大器的电路原理示意图；图9示出了本发明D类放大器中采用锯齿波作为载波信号的锯齿波发生电路；以及图10示出了对应于图8的脉宽调制信号A、B，用于驱动H-桥的输入信号Con_R和Con_L以及外部负载的电压、电流波形。
具体实施例方式
下面参照附图，对本发明的技术方案作进一步详细描述。
图1、图2和图3分别示出现有技术中D类放大器在使用过程中所出现的三种工作状态。更具体地说图1示出现有技术中D类放大器中NMOS管MN1和MN2同时导通，而PMOS管MP1和MP2同时关断的情形；图2示出现有技术中D类放大器中NMOS管MN2和PMOS管MP1同时导通，NMOS管MN1和PMOS管MP2同时关断的情形；图3示出了现有技术中的D类放大器中NMOS管MN1和PMOS管MP2同时导通，NMOS管MN2和PMOS管MP1同时关断的情形。
基于图2及图3所示的情况下，当信号A和B为零时，在OUTP和OUTN的两个输出端的电压波形以及流过负载的电流波形不为零，如图4所示。
图5中还示出了参考文献美国专利第6,211,728号中的H-桥驱动电路第四种输出状态。如图5所示，当脉宽调制电路的输出信号A和B同时为低电平时，IN1和IN2为低电平，而IN3和IN4也为低电平。根据PMOS和NMOS的导通特性，H-桥电路中的PMOS管MP1和MP2导通，而NMOS管MN1和MN2关断。
图6中示出了PWM调制方式下的OUTP和OUTN两个输出端的电压波形，图中还示出了流经外部负载电路的电流波形。
图7是输入信号为零时的负载电压与负载电流的波形情况。
图8是本发明中D类放大器的电路原理示意图。如图8所示，本发明D类放大器包括脉宽调制电路、H-桥电路和逻辑控制电路，其中所述逻辑控制电路位于脉宽调制电路的输出和H-桥驱动电路的输入之间。
其中，在脉宽调制电路部分，本发明D类放大器采用锯齿波作为载波信号。在本实施方式申，采用图9所示的电路来获得锯齿波，当然还可以采用积分器或者其他振荡器结构来获得锯齿波。如图9所示，所述锯齿波发生电路由数字比较器和基本逻辑门电路的组合结构来实现。所述基本逻辑门电路可以是与门、或门、非门或者所述与门、或门和非门的组合电路。
其中，在H-桥电路部分，所述H-桥电路由PMOS管MP1和MP2，NMOS管MN1和MN2以及负载电路构成。更具体地说，构成所述H-桥电路的两个PMOS管的漏极端相连，并接至电源端，构成所述H-桥电路的两个NMOS管的源极端相连并接地。构成所述H-桥电路的PMOS管的源极端与NMOS管的漏极端相连，并接至负载电路的输出端。构成所述H-桥电路的PMOS管和NMOS管为增强型场效应晶体管。构成所述H-桥电路的PMOS管和NMOS管的参数和性能相同。
其中，在逻辑控制电路部分，所述逻辑控制电路位于脉宽调制电路的输出和H-桥驱动电路的输入之间。该逻辑控制电路的输入信号为脉宽调制电路的输出信号A和B。当然，所述脉宽调制电路的输出信号A、B与所述逻辑控制电路的输入信号之间的对应关系可以互换，即，可以将所述脉宽调制电路的一路输出信号作为所述逻辑控制电路的一路输入信号或者另一路输入信号。所述逻辑控制电路的输出信号为Con_R和Con_L(即H-桥电路中的输入信号第一信号Con_R和第二信号Con_L)。在本实施方式中，将信号Con_R同时提供至信号IN1和IN2，其中该IN1和IN2分别与NMOS管MN2及PMOS管MP2相连；信号Con_L同时提供至信号IN3和IN4，其中信号IN3和IN4分别与PMOS管MP1及NMOS管MN1相连。
更具体地说，所述逻辑控制电路的输出信号与输入信号之间的逻辑关系可用下式表示Con_R＝not(A and B)；(1)Con_L＝A or B； (2)当信号A为高电平，信号B为高电平时，由(1)和(2)可知信号Con_R为低电平，而信号Con_L为高电平；当信号A为高电平，信号B为低电平时，由(1)和(2)可知信号Con_R为高电平，而信号Con_L为高电平；当信号A为低电平，信号B为高电平时，由(1)和(2)可知信号Con_R为高电平，而信号Con_L为高电平；当信号A为低电平，信号B为低电平时，由(1)和(2)可知信号Con_R为高电平，而信号Con_L为低电平。
通过对信号A和B所有可能出现的组合进行分析后，我们可以很清楚的了解到，信号Con_R和信号Con_L的组合只可能有三种状态。相应地，信号IN1和IN2以及信号IN3和IN4的组合也只有三种状态。下面分别来研究这三种状态下H-桥电路的工作状态当信号IN1和IN2为低电平，信号IN3和IN4为高电平时，PMOS管MP2和NMOS管MN1导通，PMOS管MP1和NMOS管MN2关断，电流经过PMOS管MP2，外部负载和NMOS管MN1形成电路回路；当信号IN1和IN2为高电平，信号IN3和IN4为高电平时，PMOS管MP1和MP2关断，NMOS管MN1和MN2导通，负载上流过的电流为零；当信号IN1和IN2为高电平，信号IN3和IN4为低电平时，PMOS管MP1和NMOS管MN2导通，PMOS管MP2和NMOS管MN1关断，电流经过PMOS管MP1，外部负载和NMOS管MN2形成电路回路。
诚然，如上描述只是本发明的一种优选的实施例。信号Con_R最好采用输入信号A和B的与非门逻辑来实现，信号Con_L最好采用输入信号A和B的或门逻辑实现。当然，信号Con_R也可以采用输入信号A和B的或门逻辑实现，信号Con_L可以采用输入信号A和B的与非门逻辑实现。
如图10所示，脉宽调制电路的输出信号A和B分别为图10中的(a)和(b)，并利用上述的逻辑控制电路产生H-桥电路的驱动信号Con_R和Con_L，分别如图10中的(c)和(d)所示，最后得到两个负载输出端OUTP和OUTN的信号波形如图10中的(e)和(f)所示，而负载电压和流经负载的电流波形分别如图10中的(g)和(h)所示。从图中可以看出，采用本发明D类放大器的负载电流相比现有技术，具有损耗较小的优势。而且当输入信号为零时，流经负载电路的电流也为零。因此，采用本发明提供的D类放大器装置，通过设置了逻辑控制电路，可实现三种输出状态(即“三态”)的PWM调制方式，并使得H-桥电路中流经负载电路的电流损失最小、功耗最低。
基于上述本发明D类放大器的基本电路原理，本发明D类放大器的调制方法为步骤一，在输入端的脉宽调制部分，利用锯齿波作为载波信号进行调制，得到输入信号A和B(如图10所示)。在本发明的调制方法中优选锯齿波作为载波信号，当然也可以采用其他合适的载波信号进行脉宽调制。
步骤二，对脉宽调制后的输入信号A和B进行逻辑处理，使得输出信号Con_R及Con_L(信号Con_R同时提供至信号IN1和IN2，信号Con_L同时提供至信号IN3和IN4)只有三种状态，即Con_R为低电平，Con_L为高电平；Con_R为高电平，Con_L为高电平；Con_R为高电平，Con_L为低电平。在本实施方式中，所述逻辑控制电路的输出信号与输入信号之间的逻辑关系可用下式表示Con_R＝not(A and B)；(1)Con_L＝A or B； (2)步骤三，使得输出信号Con_R及Con_L(如图10所示)作为H-桥的信号IN1、IN2及IN3、IN4提供源，控制所述H-桥电路中的PMOS管和NMOS管。
如图10所示，通过本发明D类放大器的调制方法克服了现有技术中现负载电流损耗大的缺点，达到负载电路的电流损失小、功耗低的有益效果。
本发明D类放大器及其调制方法适用于无滤波器的D类放大器装置，也适用于有滤波装置的D类放大器装置等等。
上文中，参照附图描述了本发明的具体实施方式
。但是，本领域中的普通技术人员能够理解，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，还可以对本发明的具体实施方式
作各种变更和替换。这些变更和替换都落在本发明权利要求书所限定的范围内。
权利要求
1.一种D类放大器，其特征在于，它包含脉宽调制电路，用来对输入信号进行脉宽调制，并产生两路输出信号；逻辑控制电路，用来接收所述脉宽调制电路的两路输出信号，并通过逻辑运算，产生两路经逻辑运算的输出信号；以及H-桥电路，包括两个PMOS管、两个NMOS管及负载电路，用来接收所述逻辑控制电路的两路输出信号即第一信号和第二信号，并控制所述H-桥电路中的PMOS管和NMOS管以产生所述负载电路的两端输出。
2.如权利要求1所述的D类放大器，其特征在于所述脉宽调制的载波信号为由锯齿波发生电路产生的锯齿波信号。
3.如权利要求2所述的D类放大器，其特征在于所述锯齿波发生电路可以由数字比较器和基本逻辑门电路的组合结构来实现。
4.如权利要求3所述的D类放大器，其特征在于所述基本逻辑门电路可以是与门、或门、非门或者所述与门、或门和非门的组合电路。
5.如权利要求1至4中任一项中所述的D类放大器，其特征在于所述逻辑控制电路将输入至所述H-桥的两路输出信号即第一信号和第二信号分为三态，即第一信号为低电平，第二信号为高电平；第一信号为高电平，第二信号为高电平；第一信号为高电平，第二信号为低电平。
6.如权利要求5所述的D类放大器，其特征在于所述逻辑控制电路的输入信号与脉宽调制输出信号之间的逻辑关系为所述逻辑控制电路的一路输入信号是所述脉宽调制输出信号经“与非”逻辑处理的信号，而所述逻辑控制电路的另一路输入信号是所述脉宽调制输出信号经“或”逻辑处理的信号。
7.如权利要求1所述的D类放大器，其特征在于，构成所述H-桥电路的两个PMOS管的漏极端相连，并接至电源；构成所述H-桥电路的两个NMOS管的源极端相连并接地。
8.如权利要求7所述的D类放大器，其特征在于，构成所述H-桥电路的PMOS管的源极端与NMOS管的漏极端相连，并接至负载电路的输出端。
9.一种D类放大器的调制方法，其特征在于，所述D类放大器的调制方法包括如下步骤步骤一，对所述D类放大器的输入进行脉宽调制，以产生两路输出信号；步骤二，对经脉宽调制后的两路输出信号进行逻辑处理，以得到用于所述H桥电路的两路输入信号，所述两路输入信号具有三态形式，即低电平和高电平、高电平和高电平、高电平及低电平；以及步骤三，将经逻辑处理后的所述两路输入信号提供给所述H-桥电路，以控制所述H桥电路中的PMOS管和NMOS管而产生H-桥电路的负载电路两端的输出。
10.如权利要求9所述的调制方法，其特征在于步骤一中的脉宽调制是利用锯齿波作为载波信号。
11.如权利要求10所述的调制方法，其特征在于所述锯齿波的发生电路为数字比较器和基本逻辑门电路的组合而成。
12.如权利要求9至11中任一项所述的调制方法，其特征在于步骤二中的逻辑处理方法是，经逻辑处理的一路输入信号是经脉宽调制后的输出信号再经“与非”逻辑处理后得到的信号；而经逻辑处理的另一路输入信号是经脉宽调制后的输出信号再经“或”逻辑处理后得到的信号。
全文摘要
本发明揭示了一种D类放大器，它包含脉宽调制电路、逻辑控制电路和H－桥电路。其中，脉宽调制电路用来对输入信号进行脉宽调制，并产生所述脉宽调制电路的两路输出信号；逻辑控制电路，用来将所述脉宽调制电路的两路输出信号作为所述逻辑控制电路的两路输入信号，经逻辑运算处理后形成所述逻辑控制电路的两路输出信号；H－桥电路，将所述逻辑控制电路的两路输出信号作为所述H－桥电路的两路输入信号，用来驱动所述装置。采用本发明的D类放大器，可有效的减小负载电路中的电流损失，降低功耗。
文档编号H03K4/08GK101022268SQ20071008597
公开日2007年8月22日 申请日期2007年3月5日 优先权日2007年3月5日
发明者李嘉穗, 袁廷志, 万幸 申请人:埃派克森微电子(上海)有限公司, 埃派克森微电子有限公司