专利名称：D类声频放大器的制作方法
相关申请交叉参考本申请书要求获得以下美国专利申请的优先权并且是所述美国专利申请的部分继续申请所述美国专利申请的序列号09/614,410，发明名称“D类声频放大器”，提交日期2000年7月12日。
2.背景信息由于其功率效率高，D类放大器经常被用于声频放大。它们提供基本上满输出功率，同时能使内部功率消耗最小化。通常，D类放大器工作在开关模式，其输出级产生方波，后者在输送到负载(如扬声器)之前被滤波。方波根据输入模拟信号而变化，当方波在输出端被滤波后，结果波形是输入模拟信号的放大版本。
有两项主要技术主导D类声频功率放大器的实现。第一项技术是脉宽调制(PWM)，它在不变的载波频率下驱动输出级，并调制其脉冲占空度。模拟方法中，差动模拟比较器在一个输入端有输入模拟信号，在另一输入端有三角波形。三角波形以载波频率振荡，三角波形每次跨过输入模拟信号的瞬时值时，切换所述输出级。这种切换产生具有对应于输入模拟信号值的脉冲宽度的输出脉冲。
第二项技术是脉冲密度调制(PDM)，有时称为“Δ-∑调制”，它使用以恒定频率定时的判定块。在每个时钟脉冲边缘，所述块判定输出级是应该停留在当前状态还是应该改变到相反状态。思路是D类放大器的输出是脉冲流，其宽度按时间量子增量变化。时间量子由驱动判定块的时钟频率确定。
使用PWM、PDM或其他技术的D类放大器实现有几个问题和缺点。首先，D类放大器组件的非理想本质导致了在开关输出节点的畸变(例如，在D类放大器输出级的输出端)。试图考虑这种畸变的现有方法通常不可靠或不方便。
其次，对比于输出级或对比于AB类或B类模拟功率放大器，PWM和PDM实现的信号处理块都非常复杂和昂贵。例如，PWM实现必须产生/使用三角波形，PDM实现必须使用时钟机制。
此外，因为Δ-∑的PDM放大器使用取样(定时)比较器来实现，所以时钟的频率限制了反馈环路的响应时间。就是说，一旦比较器作了比较，则在到达下一个时钟脉冲边缘之前不能作另一个比较。同样，仅当输入信号和三角波形位置重合时，PWM放大器才作出判定。
因此，需要对D类声频放大器作改良。
图1是显示具有D类放大器和可用于声频信号放大和其他声频信号处理的其他组件的系统的实施例的电路简图。
图2是显示具有D类放大器和可用于声频信号放大和其他声频信号处理的其他组件的系统的另一个实施例的电路简图。
图3是显示具有D类放大器和可用于声频信号放大和其他声频信号处理的其他组件的系统的另一个实施例的电路简图。
图4是显示具有D类放大器和可用于声频信号放大和其他声频信号处理的其他组件的系统的另一个实施例的电路简图。
详细说明以下详细说明使用D类放大器和附属电路来进行声频信号放大和其他声频信号处理的系统和方法的实施例。以下说明中提供了诸如电路组件示例值的一些具体细节，以帮助彻底理解本发明的实施例。本专业的技术人员将认识到，在缺少上述一个或多个具体细节的情况下、或者使用其他方法、组件、材料等也可以实现本发明。在其他例子中未详细地显示或说明众所周知的结构、材料或操作，以避免使本发明的一些方面模糊不清。
本说明书中通篇所指的“一个实施例”或“实施例”意指就所述实施例说明的特定功能部件、结构或特征包括在本发明的至少一个实施例中。因而，本说明书通篇各个地方出现的词语“在一个实施例中”或“在实施例中”不必都是指相同的实施例。此外，在一个或多个实施例中特定功能部件、结构或特征可以按任意适当的方式结合。
图1中以标号10总的示出根据本发明的系统的实施例。系统10包括D类放大器电路11和负载13。系统10包括一对晶体管M1和M2，它们用作驱动输出开关节点X的功率输出开关器件。在一个实施例中，晶体管M1和M2可以是N沟道或P沟道金属氧半导体场效应晶体管(MOSFET)或N沟道结型场效应晶体管(JFET)。在另一个实施例中可以使用双极结型晶体管(BJT)。应当指出，晶体管M1和M2可以包括任何类型的适当开关器件，使得工作时在一个开关器件接通的同时另一个开关器件断开。
晶体管M2的源端子连接到节点X，而晶体管M1的源端子接地。晶体管M2的漏极连接到电源Vcc、后者在一个实施例中可以是(例如)22伏，而晶体管M1的漏极连接到节点X。晶体管M1和晶体管M2起着开关的作用，它们构成D类放大器电路11的输出级的一部分，以便当在开关模式下使用输出级时，在节点X产生方波输出。通过D类放大器电路11中的传统逻辑(未示出)，使输出级的交叉传导最小化或消除它。就是说，在晶体管M1接通之前，这种逻辑电路验证晶体管M2是断开的，反之也一样。
节点X处的方波通过电感器Ls、电容器Cs和接地的电阻Rs滤波，然后传送到输出节点Y，所有这些构成负载13。负载13还包括扬声器12，后者通过电容器Cc电容耦合到节点Y。在一个实施例中，所述各种电路元件的示例值可以是Ls＝58μH、Cs＝4.7μF、Rs＝0.47Ohms、Cc＝1000μF，可以理解，其他实施例可能使用具有不同值的元件。
节点Y处的信号通过具有并联电阻器Ra和电容器Ca及接地电阻器Rb的网络被反馈(负反馈)到总节点Z。输入信号(如模拟声频信号)通过电阻器Ri和输入耦合电容器Ci耦合到节点Z。电阻器Ri提供输入电阻，电容器Ci阻隔输入信号的直流(DC)成分。在一个实施例中，这些电路元件的示例值可以是Ra＝90kOhms、Ca＝470pF、Rb＝20kOhms、Ri＝5kOhms、Ci＝1μF，同样地可以理解，其他实施例可能利用具有不同值的元件。
节点Z连接到(或受监控于)比较器Cmp的反相输入端，所述比较器构成D类放大器电路11的输入级的一部分。比较器Cmp的非反相输入端上加有等于参考电压Vref的偏压，在一个实施例中，所述偏压可以是2伏±耦合到比较器Cmp并且与比较器Cmp的输出电平有关的小电压dV。小电压dV代表局部滞后作用，它导致比较器Cmp干净利落地切换。这样，比较器Cmp和Vref及dV电压协作以构成通常所称的“继电器式控制器”。
还可以将D类放大器电路配置为非反相放大器。以图2系统20中D类放大器电路18的形式示出这种实施例的实例。在这种情况下，输入信号通过电阻器Rc和电容器Cd馈送到比较器Cmp的非反相输入节点，而反相输入端接地。电阻器Rd连接在参考电压Vref和比较器Cmp的非反相输入节点之间。本专业的技术人员可以根据本文提供的实施例说明来知道电阻器Rc和Rd及电容器Cd的适当值。使用D类放大器电路18，当在非反相端子接收到正的输入信号时，节点Y处的输出信号是放大的同相(如非反相)信号。
回过头来参考图1，比较器Cmp的输出驱动最小的脉冲块MinP，后者限制从比较器Cmp输出的信号的最小脉宽。例如，在一个实施例中，块MinP可以具有1μs的最小脉宽。块MinP的两个输出具有相反的逻辑状态(例如，若一个输出是二进制1，则另一个输出是二进制0)。块MinP的一个输出通过电平移动电路LS驱动上驱动器Udrv，块MinP的另一个输出直接驱动下驱动器LDrv。块MinP和电平移动电路LS的具体电路示例不在此作详细说明，因为它们在本领域中是共知的。
下驱动器LDrv的输出驱动晶体管M1的栅极，上驱动器UDrv的输出驱动晶体管M2的栅极。利用连接在节点X和节点Boot之间的浮动电源给上驱动器Udrv加偏压。根据一个实施例，当晶体管M2接通时，电容器Cb(例如，电容值为22nF)提供所述浮动电源电压。这类似于传统的引导指令驱动技术，它使得能够将晶体管M2的栅极驱动到高于正电源(例如高于电源电压Vcc)。
当节点X处在低电平时，可以通过二极管(未示出)从稳压电源Vreg向电容器Cb充电。稳压电源Vreg还可以给比较器Cmp、块MinP、电平移动电路LS的一部分、下驱动器LDrv以及其他电路(未示出)加偏压。在一个实施例中，稳压电源Vreg的示例值是5伏，可以理解，不同的Rreg值也可以适合于其他实施例。
节点Y的静止输出电平V(Y)由电阻器Ra和Rb按以下公式设置V(Y)＝Vref*(1+Ra/Rb)(1)因此，在一个实施例中，若Vcc是22伏，则节点X处的信号将在0伏和22伏之间转换，而节点Y将处在V(Y)＝11伏。
D类放大器电路11的频带中心增益Av(绝对值)由电阻器Ra和Ri根据以下公式设置Av＝Ra/Ri(2)D类放大器电路11在节点Y处产生放大的反相输入信号版本(例如，Av为负)。
由电容器Ci和电阻器Ri根据以下公式设置翻转频率ftft＝1/(2*piRi*Ci)(3)由电阻器Rs和电容器Ca对噪声反馈进行整形。更具体地说，电阻器Rs和电容器Ca有助于减小由高频(频带外)噪声所引起的假信号，所述高频噪声叠合到有意义的频带中(例如叠合到声频频带中的噪声)。电阻器Rs和电容器Ca两者都向控制回路提供一些超前补偿，方法是从具有强的高频噪声的节点Y反馈输出信号，从而补偿或减少因输出器件特性的微小变化而引起的声频频带的任何畸变或噪声，以及改善整体回路稳定性和响应时间。
系统10的工作如下。比较器Cmp在节点Z的输入信号与Vref+-dV进行比较。实际上，比较器Cmp的输出取决于输入电压以及其最近的历史(如滞后)。结果，比较器Cmp的输出为方波，它在二进制0和二进制1电平之间转换。例如，当输入信号的幅度平稳地增加时，比较器Cmp输出基本上直流的二进制1信号。当输入信号的幅度平稳地减小时，比较器Cmp输出基本上直流的二进制0信号。只要输入信号和节点Y的输出信号(成比例的)之间的差值(例如控制信号)改变(例如，只要输入信号的幅度开始增加或开始减小)，比较器Cmp的输出则在二进制0和二进制1之间转换(反之也一样)，所述比较基于滞后作用。相应地，比较器Cmp输出信号的二进制1和二进制0的脉宽“长度”提供了控制信号的表示。
比较器Cmp的所述方波输出信号被馈送到块MinP中。如上所述，块MinP具有同时在不同逻辑状态的两个输出。因此，比较器Cmp的方波输出信号导致块MinP驱动上驱动器UDrv和下驱动器LDrv，分别接通/断开晶体管M2和M1。晶体管M1和M2的切换作用的结果是，在节点X产生方波，后者是在比较器Cmp输出端产生的方波的放大版本。在一个实施例中，若电源电压Vcc是22伏，则在节点X的方波在22伏和0伏之间变换(即方波在22伏和0伏之间冲击)。
接着，利用电感器Ls、电容器Cs和电阻器Rs对节点X处的方波进行滤波。更具体地说，因为通过电感器Ls的电流和电容器Cs两端的电压不会瞬时改变，所以负载13上的这些元件形成一个滤波器，它使来自节点X的方波变得“平滑”。结果是，若使用反相配置(如在图1中所示的)，则向扬声器1 2提供模拟输出信号，它是输入信号的反相并放大的版本。若使用非反相配置，如图2中所示的，则不将模拟输出信号反相(即，同相)。
以上所述的系统10的工作可以被认为是D类功率放大器的“模拟自适应调制”(AAM)。AAM允许在与输出级相同的模板上实现简单的信号处理块，并具有低畸变和快速响应时间，它是从继电器式控制器理论派生而来的。唯一的反馈路径是从输出节点Y。这确保了对主要畸变来源的良好控制(在节点X的输出级开关波形)，还可控制由于负载阻抗变化而引起的畸变。如上所述，反馈网络被配置成对输出噪声频谱进行整形并使声频频带内的噪声污染最小化。从伪总节点(如在节点Z)上的输入信号中减去此整形后的反馈信号。比较器Cmp是个监控节点Z的实时比较器，具有小量滞后。
与PDM实现相比较，AAM的一个优势是比较器Cmp不是定时的，因此可以根据输入信号与滞后的比较，自由地立即响应输入信号的变化。这使控制带宽达到最大而使响应时间达到最小。
AAM的另一个优点是比之于现有的PWM和PDM实现，它非常简单。信号处理时钟包括比较器Cmp和时钟MinP，用以提供定时。这些功能非常简单，以致于可在与功率输出级相同的模板上经济地实现它们。AAM无需另外的诸如用于PWM的三角波形。
另外，使用AAM，输出级仅当必要时才作转变，以便控制节点Y处输出节点电压的轨迹。就是说，仅当响应控制信号轨迹的变化时，节点X处的方波才从高转为低(反之也一样)。开关输出节点X处的边缘越少，意味着在输出级中开关损耗越少(例如，晶体管M1和M2较少进行切换)，这进一步提高了D类放大器电路11和18的效率。此外，AAM以与PDM大致相同的方式在输出开关节点X扩展信号的频谱。
图3是显示另一个具有D类放大器电路32和可用于声频信号放大和其他声频信号处理的其他组件的系统30的实施例的电路示意图。在系统30的负载13中除去了电阻器Rs，因而直接将电容器Cs接地。对于D类放大器电路32，电容器Cs连接到节点Y，而电阻器Ra连接到耦合节点X。电容器Cint连接在节点Z和地之间。因而形成包括电阻器Ra和电容器Cint的反馈网络，而另一个反馈网络包括电容器Ca。
图4是显示另一个具有D类放大器电路42和可用于声频信号放大和其他声频信号处理的其他组件的系统40的实施例的电路示意图。更具体地说，图4的D类放大器电路42是图3的D类放大器电路32的非反相版本。图3和4各自的系统30和40的元件示例值分别是Ra＝330kOhms、Ri＝10kOhms、Ci＝1μF、Rb＝68kOhms、Ca＝15pF以及Cint＝1nF。
系统30和40的工作一般与上述的系统10和20的工作类似，反馈中的有些不同之处将在下面说明。首先，对于图1和图2各自的系统10和20，来自输出节点Y的前导反馈由Rs*Cs时间常数构成的零所构成。在高于此时间常数的频率上，Cs将短路，Rs占主导(例如，Rs和Cs的阻抗变成电阻性的)。并且，由于电感器Ls所产生的磁极，节点Y处的信号滞后于节点X处的信号。在某些特定的频率上，电容器Cs也可进一步对从节点X到节点Y的相位延迟有影响(例如，因为电感器Ls和电容器Cs而存在两个磁极)。Ra和Ca共同起作用使节点Z的信号的相位超前，从而部分地抵销了此相位延迟/滞后。
对于显示在图3-4中的实施例，从输出开关节点X取得反馈。通过经由电阻器Ra和电容器Cint对节点X处的信号进行积分来形成到节点Z的所述反馈。从相位的角度，在比较器Cmp输入端的节点Z处开始至节点X，通常有可略去不计的相位延迟，后者由比较器Cmp、最小脉冲块MinP及驱动器Udrv和LDrv产生。但是，从节点X至节点Z，由电阻器Ra、电阻器Ri、电容器Cint及电阻器Rb构成的一阶低通网络产生约为90度的相位移。电感器Ls、电容器Cs及电容器Cc对节点Z处的信号没有一阶影响，因而对节点X处的信号几乎没有影响。电容器Ca增加了声频波段的相位容限。
图3和4中所示的实施例的工作可以进一步说明如下。首先，在声频频带中Cc*Rload＞＞[Ls*Cs]，并且为着分析目的省去了电容器Cc。阻抗Rload可以包括扬声器12的阻抗，例如，通常的阻抗为4至8Ohms。为使节点Y处的负载反射最小，来自传输线的原理表述如下[Ls/Cs]＝Rload(4)电感器Ls和电容器Cs包括二阶低通滤波器，后者对在节点X输入的方波进行滤波，以便在节点Y形成模拟输出。此滤波器的截止频率设置在上声频频带。通常在各种实施例中，它在FHI＝15-20kHz。因此FHI＝1/[(2pi)*(Ls*Cs)] (5)
节点Z输入的负反馈是在节点X由电阻器Ra、Ri、Rb及电容器Cint和Ci从信号的低通滤波器导出。与声频的低频范围20至100Hz(FLO)相比较，Ri*Ci的乘积很大，因此为了分析目的可以省去电容器Ci。节点Z处的低通频率FZ是FZ＝1/[(2pi)*(R′*Cint)] (6)其中R′是电阻器Ra、Rb和Ri的并联阻抗。
假设FZ＝FHI，则可以保持节点Y处受控制输出信号的平坦的增益和相位。在高于FHI的频率，节点Y处的信号相对于节点X处的信号以每10倍-40dB(-40dB/decade)滚降。通过把节点X的高于Fz以每10倍-20dB(-20dB/decade)滚降的信号反馈到节点Z，节点Y处的输出将相对于名义上通过电阻器Ri和电容器Ci输入的输入信号以每10倍-20dB(-20dB/decade)滚降。电容器Ca在频率Fz或高于它的频率增加额外的从节点Y到节点Z的相位容限。电容器Ca还增加噪声整形。
说明反馈工作的另一种方法是节点X处的信号由比较器Cmp在节点Z的加输入端与减输入端的差值驱动。在高于Fz的频率，节点Y处的信号以每10倍-40dB(-40dB/decade)滚降。因为节点Z处高于频率Fz的信号以每10倍-20dB(-20dB/decade)滚降，所以，在比较器Cmp输入端所见的净差将以每10倍-20dB(-20dB/decade)增加。因此，节点X处的信号以每10倍-20dB(-20dB/decade)增加，并且现在Y将以每10倍-20dB(-20dB/decade)而不是以每10倍-40dB(-40dB/decade)滚降，从而大大地降低了相位和增益畸变。换句话说，由反馈网络从节点X至节点Z形成的一阶磁极基本与由包括电感器Ls和电容器Cs的滤波器形成的二阶磁极匹配，或者，连接到输出级的输出节点X的滤波器和连接在输出级的输出节点X和输入级的输入节点Z之间的反馈网络滤波器具有基本相同的低通截止频率。电容器Ca在节点Z以高于频率Fz的频率提供附加信号。
以上对本发明的图解说明实施例的描述、包括在摘要中所描述的，目的不在于穷举或将本发明局限在所公开的严格形式上。虽然本文作为说明目的描述了本发明的具体实施例和示例，但在本发明的范围内可以有各种各样等效的修改，本专业的技术人员将会明白它。
例如，本文虽然提供了具体的元件值和电压值，应当指出，这些值仅是为着说明和解释的目的。本发明的各种实施例可以使用不同于本文指定的值。
鉴于以上的详细描述，可以对本发明作出这些修改。不应将以下如权利要求书中所使用的术语理解为用来将本发明限制在说明书和权利要求书中所公开的具体实施例上。相反，本发明的范围全部由以下的如权利要求书所确定，要根据如权利要求解释的确定意义来理解它。
权利要求
1.一种方法，它包括向输入级引入控制信号；在输入级使用继电器式控制器来触发产生代表所述控制信号的第一信号；使用所述第一信号来驱动输出级产生第二信号；以及对由所述输出级产生的所述第二信号进行滤波以便获得放大的输出信号，后者大体上能代表从中导出所述控制信号的输入信号。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于包括对所述输出信号进行噪声整形；以及将所述噪声整形后的输出信号反馈到所述输入级，并且从所述输入信号减去所述反馈噪声整形后的输出信号。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于对所述输出信号进行噪声整形包括增强高频噪声成分，其方法是使用构成对所述第二信号进行滤波的滤波器的电阻器和在反馈网络中将所述输出信号反馈到所述输入级的电容器。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述输入信号和输出信号包括持续时间模拟信号，其中，所述第一和第二信号包括基本上的矩形波形。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于使用所述继电器式控制器来触发产生所述第一信号包括将所述控制信号与从与所述第一信号相关的滞后导出的信号进行比较；以及根据所述比较来改变所述第一信号的状态，所述第一信号状态的所述改变表示所述控制信号值的改变。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于使用所述第一信号来驱动所述输出级以产生所述第二信号包括根据所述第一信号的状态来有选择和交替地激活一对开关器件。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括将由所述输出级产生的所述滤波后的第二信号反馈到所述输入级。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于将所述第二信号反馈到所述输入级包括经由包括电阻器和电容器的反馈网络对所述第二信号进行积分。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括增加经由连接到提供所述放大的输出信号的输出节点的电容器反馈到所述输入级的所述第二信号的相位容限。
10.一种装置，它包括接收控制信号的输入级，所述输入级包括继电器式控制器、用以触发产生代表所述控制信号的第一信号；连接到所述输入级的输出级，它响应所述第一信号而产生第二信号；以及连接到所述输出级的输出节点的滤波器、用以对所述第二信号进行滤波以便得到放大的输出信号，后者基本上代表从中导出所述控制信号的输入信号。
11.如权利要求10所述的装置，其特征在于还包括连接在所述滤波器的输出节点和所述输入级的输入节点之间的反馈网络，所述反馈网络能够对所述输出信号进行噪声整形，并且将所述噪声整形后的输出信号反馈到所述输入级以便从所述输入信号减去所述噪声整形后的输出信号。
12.如权利要求11所述的装置，其特征在于所述反馈网络包括并联的电阻器和电容器，所述电容器能够与所述滤波器的电阻器合作来对所述输出信号进行噪声整形。
13.如权利要求10所述的装置，其特征在于所述输入级包括比较器，它在反相输入端具有与所述控制信号相关的信号，而在非反相输入端具有从所述第一信号相关的滞后现象导出的信号。
14.如权利要求10所述的装置，其特征在于所述输出级包括最小脉宽块，用以从所述输入级接收所述第一信号并且输出具有相反状态的第三和第四信号，所述最小脉宽块能够向第一驱动器发送所述第三信号；电平移动电路，用于从所述最小脉宽块接收所述第四信号并且其输出端连接到第二驱动器；以及第一和第二晶体管，它们分别连接到所述第一和第二驱动器并且分别对所述第一和第二驱动器敏感，所述第一和第二晶体管能够根据分别由所述第一和第二驱动器接收到的所述第三和第四信号而交替地激活和去激活以便产生所述第二信号。
15.如权利要求14所述的装置，其特征在于由连接所述输出级的输出节点和所述第二驱动器的节点之间的浮动电源给所述第二驱动器加偏压。
16.如权利要求15所述的装置，其特征在于所述浮动电源包括电容器，当所述第二晶体管被激活时所述电容器被充电。
17.如权利要求10所述的装置，其特征在于还包括连接到所述滤波器的负载，后者用以接收所述放大的输出信号。
18.如权利要求10所述的装置，其特征在于所述输入信号和输出信号包括持续时间模拟信号，其中，所述第一和第二信号包括基本上的矩形波形。
19.如权利要求10所述的装置，其特征在于所述耦合继电器式控制器连接成将所述控制信号与从与所述第一信号相关的滞后现象导出的信号进行比较；以及根据所述比较来改变所述第一信号的状态，所述第一信号状态的所述改变表示所述控制信号的值的改变。
20.如权利要求10所述的装置，其特征在于所述输入级包括具有反相配置的放大器。
21.如权利要求10所述的装置，其特征在于所述输入级包括具有非反相配置的放大器。
22.如权利要求10所述的装置，其特征在于还包括连接在所述输出级的所述输出节点和所述输入级的输入节点之间的反馈网络，所述反馈网络能够将所述第二信号积分并且将所述积分后的第二信号反馈到所述输入级。
23.如权利要求22所述的装置，其特征在于所述反馈网络包括连接到接地的电容器的电阻器，所述电容器能够与所述电阻器合作来积分所述第二信号。
24.如权利要求22所述的装置，其特征在于还包括连接在所述滤波器的输出节点和所述输入级的输入节点之间的另一个反馈网络，后者包括电容器、用以给反馈到所述输入级的所述第二信号增加相位容限和噪声整形。
25.一种装置，它包括接收控制信号的输入级，所述输入级包括继电器式控制器、用以触发产生代表所述控制信号的第一信号；连接到所述输入级的输出级，它响应所述第一信号而产生第二信号；连接到所述输出级的输出节点的滤波器、用以对所述第二信号进行滤波而得到放大的输出信号，后者基本上代表从中导出所述控制信号的所述输入信号；以及连接在所述输出级的所述输出节点和所述输入级的输入节点之间的反馈网络，后者用以对所述第二信号进行积分并且向所述输入级的所述输入节点提供所述积分后的第二信号。
26.如权利要求25所述的装置，其特征在于所述反馈网络包括连接在接地的电容器的电阻器，所述电容器能够与所述电阻器合作来积分所述第二信号。
27.如权利要求25所述的装置，其特征在于还包括连接在所述滤波器的输出节点和所述输入级的所述输入节点之间的另一个反馈网络，后者用以给反馈到所述输入级的所述第二信号增加相位容限。
28.如权利要求27所述的装置，其特征在于所述另一个反馈网络包括比较器，用以给反馈到所述输入级的所述第二信号添加相位超前。
29.如权利要求28所述的装置，其特征在于连接到所述输出级的所述输出节点的所述滤波器与连接在所述输出级的所述输出节点和所述输入级的所述输入节点之间的反馈网络滤波器具有基本上相同的低通截止频率。
全文摘要
D类放大器电路利用继电器式控制器和噪声整形反馈网络执行声频信号处理和其他信号处理。继电器式控制器触发产生方波，后者对应于从输入的模拟信号导出的控制信号的变化，方波的产生是根据控制信号与另一个信号的比较，所述另一个信号是从与比较器输出相关的滞后现象导出的。滤波器对所述方波进行滤波以得到放大的输出模拟信号，后者基本上能代表输入的模拟信号。反馈网络对输出模拟信号进行噪声整形并反馈所述噪声整形后的输出模拟信号并将其从输入模拟信号中减去。
文档编号H03F3/217GK1443396SQ01812755
公开日2003年9月17日 申请日期2001年7月6日 优先权日2000年7月12日
发明者H·塔卡吉施 申请人:单晶片电力系统公司