用于多频带功率放大器中数字预失真器的基带等效伏尔泰拉级数的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及放大器和传送器，并且具体而言，设及用于多频带功率放大器和传送 器中数字预失真的方法和系统。
【背景技术】
[0002] 高级调制技术和接入技术允许用户进行高速移动接入。然而，运些技术增大了无 线电收发器的开发的复杂性。对灵活和动态网络的持续探索向设计人员提出了开发能够处 理多频带和频率聚合多标准、多载波通信信号的新颖无线电系统的挑战。虽然无线电系统 设计人员能够使用多个功率放大器（PA) 10、12(每一个功率放大器专用于特定射频（R巧频 带），如图1所示，但此解决方案大幅增大了网络的部署成本，并且限制了网络灵活性。备 选，用于将来通信系统的一个更适合的解决方案是使用独特的多频带PA14放大组合的多 频带多载波和多标准信号，如图2所示。运将产生更低的材料成本和更大的部署灵活性。然 而，此解决方案增加了新的效率和线性挑战。实际上，单个多频带PA应提供类似于多个单 频带PA模块的RF性能（效率、增益、输出功率）。另外，在使用通过间隔频率散播的多个信 号并发驱动时，多频带PA实际上能够加重遇到的失真问题。
[0003] 诸如负载值Oherty)和漏极供电（包络跟踪）调制等改进单频带PA的效率和线 性的W前成果已被应用W改进在单频带PA的回退区域的效率。最近的研究认识到带宽限 制的来源，并且设计了减轻它们的解决方案。几个概念验证原型展示了在范围广大的频率 内在回退区域中的极佳效率。
[0004] 另一方面，诸如数字预失真值PD)等线性化技术已被应用W扩展单频带PA的线性 区域。展示了极佳线性能力的多个DPD方案已被开发。运些方案从低复杂性方案（例如， 无记忆多项式、Hammerstein和Wiener模型、记忆多项式）演进到更全面方案（例如，伏尔 泰拉级数和人工神经网络（ANN))。
[0005] 就伏尔泰拉级数而言，其对展示相当大记忆效应的单频带PA的线性化的应用取 决于其成功删减。运激励了研究人员研究多频带DPD方案W放弃伏尔泰拉级数选项，担屯、 它将导致难W管理和不可行的解决方案。因此，大多数最近的工作一直集中于努力推广前 面提及的低复杂性方案到双频带PA上下文。
[0006] 双频带信号能够表达如下：
[0007]
[000引其中，X(t)是组合双频带双标准信号，Xi(t)和X2(t)分别是围绕角频率"1和CO2 调制的单频带多载波信号，并且《!(0和0)分别表示Xi(t)和X2(t)的基带包络。
[0009] 双频带输入信号能够表示为如下给出的角载波频率等于（《1+?2)/2的宽带信 号：
[0010]
[0011] 其中，巧)是组合信号的基带包络。在双频带信号由PA放大时，输出信号ypb(t) 的通带分量能够描述为：
[0012]
[001引其中，yi(t)和y2(t)分别是围绕角频率《郝《 2调制的多载波输出信号，并且 努賊叛終分别表示yi(t)和y2(t)的基带包络。
[0014] 在典型的PA行为建模方案中，将PA行为建模为单输入单输出（SISO)系统，其中， 如（4)中所示，PA输出榮泌辩随PA输入巧f)变化：
[0015]
[0016] 其中，是如图3所示描述PA16的功能的SIS0。要注意的是，图3所示的输出 是理想化的。SISO模型的数字化要求如下所示对在高频率速率的f锭)和寂從进行采样：
[0017]
[001引其中，Bi和B2分别表示：e!的和的带宽，并且S表示在两个信号（即，
之间的频率间隔，W及其中，和f2分别是两个频带的载波频率。因子 5表示由于假设等于5的PA非线性造成的频谱再生长。
[0019] 备选，双输入双输出值ID0)方案将要求更低得多的采样率。在此类公式中，每个 频带中的PA输出（即，.々典):和新(《0 )单独表示为如下所示的两个输入信号的包络,.?如)和 ;:2(;)的函数：
[0022] (5)
[002引其中，J和.?形成PA18的双频带描述函数，如图4所示。要注意的是，图4所示 的输出是理想化的。实际输出取决于采用的预失真方案的成功。需要为双频带PA建模和 /或进行线性化处理的两个描述函数;;燕和濕的构造在数字域中执行。运要求W如下所示 频率速率进行&(0、餐的、义的:和孩棋的采样：
[0024] fs,DiD〇> 巧?max度1，Bz))。
[0025] 此采样率与可能很大的频率分隔S无关。因此，fg,did。比更低得多。例如， 如果我们假设双频带信号由在2.IGHz周围的15MHzWCDM信号和居中在2. 4GHz的IOMHz LTE信号组成，则双频带模型fg,did。需要的理论采样频率要至少等于75MHz;大大低于SISO 模型要求的675MHz采样频率。在运两个采样频率之间的比率等于
[0026] 人们已进行了设计描述函数W便实现如等式巧）中给出的双频带模型的几次尝 试。一些尝试已提议=阶频率选择性预失真技术W单独处理每个频带，W便为展示强"差 分"记忆效应（即，在上部与下部带内和带间失真分量之间的高失衡）的PA建模和/或进 行线性化处理。此技术使用多载波1001WCDMA信号测试，并且经扩展W寻址通过多音信号 驱动的PA的5阶互调失真。虽然此技术被应用到多载波单频带信号，但如果要求的采样率 被降低W处理大频率间隔，则它能够推广到双频带情况。
[0027] -些尝试提议了使用子采样反馈路径实现Weiner-HammersteinDPD方案的IF双 频带模型。虽然报告的模拟结果显示了 10地频谱再生长降低，但提议的体系结构设及有着 不成比例的采样率和复杂的IF处理的数模转换值AC)和模数转换（ADC)。此外，从通过双 频带信号驱动的5阶无记忆模型开始，一些方案已显示在每个频带中PA的输出取决于两个 PA输入信号。此观察已被推广到记忆多项式模型W产生二维DPD(2D-DPD)模型。报告的线 性化结果展示了W大量系数为代价的相邻信道泄漏比（A化时的12地改进。然而，报告了 稳定性问题。
[0028] 一些方案提议了正交表示W处理2D-DPD模型的调整不良问题和数值不稳定性。 备选，一些方案提议了 2DHammerstein和2DWeiner模型W解决2D-DPD模型要求的大 量系数。在应用于构建非线性阶等于5和记忆深度等于5的双频带PA的行为模型时，2D Hammerstein和2DWeiner模型在每个频带中需要40个系数，不同于要求150个系数的 2D-DPD。然而，虽然2D-DPD模型已被验证为双频带数字预失真器，但2DHammerstein和2D Weiner模型对双PA的线性的应用是有问题的，并且只报告了行为建模结果。
[0029] 一些方案已指出2D-DPD的实现复杂性，并且建议了基于二维查表（LUT)表示的作 为备选。此后一方案被进一步简化成使用单维LUT。在应用到通过双频带信号驱动的双频 带PA的线性化（分隔97MHz)时，模型展示了极少通过遮蔽的大约-45地的ACLR。然而，提 议的DPD方案W等于153. 6MHz的采样率操作，并且随后通过IOMHz信号W大的过采样率操 作。实现此类大的过采样率的硬件成本高，而且不合需要。
[0030] 已知行为建模和线性化方案已被限于推广用于单频带PA的低复杂性方案。由于 预测到的难W管理数量的系数和随后的复杂性，伏尔泰拉级数已被避免。
【发明内容】
[0031] 本文公开了用于为由多频带信号馈给的功率放大器和预失真器建模的方法、系统 和设备。根据一方面，方法包括接收多频带信号，并且基于收到的多频带信号，生成离散基 带等效BBE伏尔泰拉（Volterra)级数，其中，该级数具有根据确定的共享核编组的失真产 物。基于实值连续时间通带伏尔泰拉级数的变换，确定共享核而无核删减。
[0032] 根据此方面，在一些实施例中，通过包括将实值连续时间通带伏尔泰拉级数变换 到多频率复值包络级数的步骤，基于实值连续时间通带伏尔泰拉级数的变换，确定共享核。 多频率复值包络信号被变换成连续时间仅通带级数，连续时间仅通带级数随后变换成连续 时间基带等效级数。对连续时间基带等效信号进行离散化处理W产生离散基带等效伏尔泰 拉级数。识别共享核，每个共享核具有与另一共享核共同的失真产物。在一些实施例中，将 连续时间仅