专利名称：宽操作功率范围上的片上三阶互调产物减少的系统和方法
技术领域：
本发明一般涉及用于通信设备的射频/微波放大器，更具体地，涉及一种用于在宽频率范围上自动减少三阶互调产物电平(third order intermodulationproduct level)以便减少信号失真并且维持通信系统的高数据速率的系统和方法。
背景技术：
在所有蜂窝电话中，在来自收发机的调制信号通过蜂窝电话的前端(frontend)之前，都使用放大器放大该信号，该蜂窝电话的前端典型地由无源组件和到天线的开关组成，在所述天线处信号被发送到基站。图1图示了现有技术的蜂窝电话中包含的电路的高级剖析图。通常，基带集成芯片1向收发机2提供信号。该收发机将RF信号传送到功率放大器3，该功率放大器3将RF信号输出到前端模块4，并且通过天线5将RF信号输出到空中。所有这些组件包含在典型的蜂窝电话6中。
推动RF/微波功率放大器3的设计的两个重要因素是线性度和效率。如此处所使用的，线性度是指设备无失真地放大的能力，效率是指设备尽可能少浪费能量地将DC功率转换为RF/微波功率的能力。在传统的功率放大器设计中，一个领域中的改进通常会导致另一个领域的倒退。RF/微波放大器具有两个操作区域线性和非线性。在线性区域中，输入信号包络被放大，并且在输出端不存在失真。对于大的峰到峰输入信号电平，放大器进入非线性区域，并且输出信号变得失真。
RF/微波放大器中的失真通常是由幅度限幅(amplitude clipping)、作为信号幅度的函数的相位变化和互调产物引起的。在峰到峰输入信号包络幅度延展到放大器的线性区域以外时，发生幅度限幅。在峰到峰输入信号包络幅度延展到放大器的线性区域之外时，还导致随着信号幅度的相位变化。作为放大器传递函数中的非线性的结果，发生互调失真(IMD)，从而导致在输入信号的和与差频率处生成的混合产物(mixing products)。
三阶互调产物(IMD3)是非常引人注意的，因为该产物在频谱上非常接近于载波信号。由于如此接近载波信号，IMD3非常难以被消除或者甚至减少，并且IMD3通常是RF/微波放大器的线性度方面的限制因素。输出三阶交调截取点(OIP3，output third-order intercept point)(也称为OTOI(输出三阶交调截取))被定义为基频输出功率的外推1∶1斜率与三阶互调产物的外推3∶1斜率之间的交叉点。如果在线性区域内良好地进行了外推，则OIP3(OTOI)变成用于预测功率放大器的线性度的有用规范。因此，OIP3(OTOI)点越高，则功率放大器越线性。如上所述，减小功率放大器的IMD提高了它的线性度，并且因此提高了OIP3(OTOI)。
参考图2，功率放大器3包括通过匹配网络8a、8b、8c...8n串联连接的一个或多个级7a、7b...7n，所述匹配网络8a、8b、8c...8n由零个或多个电阻器、电容器和电感器的电路布局组成。每一级7a、7b...7n由许多并联连接的分支18a、18b...18n组成。每一分支18具有一个或多个并联连接的单位单元20。一个单位单元由在零个或多个电阻器、电容器和电感器的电路布局中的一个或多个晶体管组成。
每个功率放大器级7通常被偏置电路(未示出)偏置，该偏置电路为所述分支提供适当的电流或电压以便在单个操作种类中操作。如此处所使用的，操作种类是通过在其中每个分支中的单位单元导通并且传导电流的输入正弦信号的百分比来确定的。例如，在种类A操作中，分支都被偏置，使得它们对于输入正弦信号的360度接通并且传导电流。在种类B中，分支对于输入信号的180度接通并且传导电流。近似(near)种类B偏置条件是用于其中所述分支接通并且传导角度接近于但是在180度以上的情况。在种类AB中，所述分支典型地在270度或者大约270度接通并且传导电流，但是可以在180度与360度之间变化。每个操作种类的限制并未被严格地设定，并且此处被用于大致理解放大器的操作条件的目的。
已经尝试了数种方法来改善功率放大器的响应。一种方法是以较低的功率电平操作RF/微波放大器，以便确保设备保持在线性区域中。这种方法的缺陷是当设备以较低的功率电平操作时，它比以较高的功率电平操作时的效率要低。
本发明寻求通过减少IM3电平以及提高功率放大器的OIP3(OTOI)来改善RF/微波功率放大器的输出响应。这一问题的一种解决方案是减少线性和非线性区域中存在的失真，从而放大器的操作能被扩展到较高功率电平称为可能的非线性区域。
发明内容
本发明意识到并且解决了现有技术的构造和方法的上面的考虑及其它。
这些和/或其它目的在离散放大器的一个优选实施例中得以实现，该离散放大器用于在该离散放大器的输出端处抵消至少一个失真分量，包括第一级，至少具有彼此并联的第一分支和第二分支，其中所述第一分支和第二分支中的每一个由一个或多个晶体管引脚形成，所述一个或多个晶体管引脚具有彼此并联的一个或多个单位单元；第二级，至少具有彼此并联的第三分支和第四分支，其中所述第三分支和第四分支中的每一个由一个或多个晶体管引脚形成，所述一个或多个晶体管引脚具有彼此并联的一个或多个单位单元。该离散放大器进一步包括第一偏置电路，具有第一阻抗和第一偏置电平，所述第一偏置电路可操作地连接到所述第一级的第一分支，用以将所述第一分支偏置到第一操作模式；第二偏置电路，具有第二阻抗和第二偏置电平，所述第二偏置电路可操作地连接到所述第一级的第二分支，用以将所述第二分支偏置到第二操作模式；第三偏置电路，具有第三阻抗和第三偏置电平，所述第三偏置电路可操作地连接到所述第二级的第三分支，用以将所述第三分支偏置到第三操作模式；和第四偏置电路，具有第四阻抗和第四偏置电平，所述第四偏置电路可操作地连接到所述第二级的第四分支，用以将所述第四分支偏置到第四操作模式。选择第一操作模式和第二操作模式，以及第三操作模式和第四操作模式中的至少一个，从而在所述第一级和所述第二级中的至少一个的相应输出端处基本上抵消至少一个失真分量。
在另一实施例中，所述第一偏置电路的第一阻抗和第一偏置电平不同于所述第二偏置电路的第二阻抗和第二偏置电平。在其他实施例中，所述第一偏置电路与所述第二偏置电路的所述阻抗和所述第一分支与所述第二分支的所述偏置电平不同，并且所述第三偏置电路与所述第四偏置电路的所述阻抗和所述第三分支与所述第四分支的所述偏置电平不同，并且选择所述第一偏置电路和所述第二偏置电路的所述阻抗和所述第一分支与所述第二分支的所述偏置电平，以及所述第三偏置电路与所述第四偏置电路的所述阻抗和所述第三分支与所述第四分支的所述偏置电平，以便在所述离散放大器的所述第一级和所述第二级中的至少一个的输出端处最大化地抵消所述至少一个失真分量。
在其他实施例中，所述第一分支、所述第二分支、所述第三分支和所述第四分支形成在单个集成电路芯片上，并且所述第一偏置电路、所述第二偏置电路、所述第三偏置电路和所述第四偏置电路物理地放置在相同的单个集成电路芯片上以最小化电寄生效应，从而最大化地抵消所述至少一个失真分量。其他实施例进一步包括感测电路，用于感测到所述离散放大器的输入功率，并且使得所述第一偏置电路、所述第二偏置电路、所述第三偏置电路和所述第四偏置电路中的至少一个通过调节所述偏置电路电流和阻抗中的至少一个来调节其相应分支的操作模式，以便最大化地抵消所述至少一个失真分量。
在一些实施例中，所述第一模式、所述第二模式、所述第三模式和所述第四模式是从种类A、种类B、种类C和种类AB操作模式中的一个选出的，并且调节所述第一偏置电路、所述第二偏置电路、所述第三偏置电路和所述第四偏置电路以改变所述各个偏置电路的阻抗，以便最大化地抵消所述至少一个失真分量。
在另一实施例中，一种用于在电路的输出端处抵消至少一个失真分量的电路包括功率分割器，其具有第一输入端口、第一输出端口和第二输出端口，其中第一信号被输入功率分割器的第一输入端口，并且被分割为功率分割器的第一输出端口处的第二信号和功率分割器的第二输出端口处的第三信号；功率组合器，其具有第一输入端口、第二输入端口和第一输出端口。第一放大器具有耦接到功率分割器的第一输出端口的输入端口、和耦接到功率组合器的第一输入端口的输出端口。第二放大器与第一放大器并联，该第二放大器具有耦接到功率分割器的第二输出端口的输入端口、和耦接到功率组合器的第二输入端口的输出端口。至少一个偏置电路可操作地与第一放大器和第二放大器中的一个连接，用于在与第一放大器和第二放大器中的另一个不同的操作种类中偏置所述第一放大器和第二放大器中的所述一个，并且至少一个控制逻辑电路感测第一信号，并且使得以下中至少一个基于第一信号而改变第一放大器和第二放大器中的一个的尺寸，和第一放大器和第二放大器中的一个的偏置电平的幅度。第四信号从功率组合器的第一输出端口输出，使得减少至少一个失真分量。
在其它实施例中，第二偏置电路可操作地连接到第一放大器和第二放大器中的另一个，用于在与第一放大器和第二放大器中的一个不同的操作种类中偏置所述第一放大器和第二放大器中的所述另一个，因此在第四信号中减少至少一个失真分量。在一些实施例中，所述至少一个失真分量是所述第一信号的第三谐波。在其它实施例中，所述操作模式是从种类A、种类B、种类C和种类AB操作模式中的一个选出的。在其它实施例中，功率分割器和功率组合器是正交混合器。
并入并且组成本说明书的一部分的附示了本发明的一个或多个实施例，并且与描述一起用来解释本发明的原理。
参考附图，在说明书中阐述了本发明的完整和可行的公开，所述公开包括针对本领域的普通技术人员的最佳方式，其中 图1图示了现有技术蜂窝电话中的典型RF系统的示意图； 图2图示了在图1的系统中使用的现有技术多级RF/微波功率放大器的示意图； 图3图示了根据本发明实施例的功率组合放大器的示意图； 图4图示了大信号K3曲线与图3中的放大器的偏置电平的关系图； 图5图示了OIP3对于图3的放大器的偏置点的相关性； 图6图示了当图3的两个放大器的偏置点被选定为使得K3等于-K3’时看到的OIP3的提高； 图7图示了根据本发明实施例的具有控制回路的平衡放大器的示意图； 图8示出了图7的控制逻辑的流程图； 图9图示了根据本发明实施例的功率放大器的一级中的功率组合分支的示意图； 图10图示了根据本发明实施例的具有控制回路的功率放大器的一级中的功率组合分支的示意图；和 图11图示了图10的控制逻辑的流程图。
在本说明书和附图中重复使用附图标记是用来表示本发明的相同或类似特征或元件。
具体实施例方式 现在将详细参考本发明的当前优选实施例，本发明的一个或多个示例被图示于附图中。提供每个示例以解释本发明，而不是限制本发明。事实上，本领域的技术人员将会明白，在不背离本发明的范围和精神的情况下可以在本发明中进行修改和变化。例如，作为一个实施例的一部分图示或描述的特征可以在另一个实施例中使用以产生再一个实施例。因此，本发明意图涵盖如落入所附权利要求及其等效物的范围之内的那些修改和变化。
本发明寻求在该放大器的组件层级(component level)和子组件层级之一或者两者处减少或者显著地抵消功率放大器中的IM3电平。在图3所示的第一实施例中，组件层级正交平衡放大器布局通常由预放大器正交混合器110、放大器级和后放大器正交混合器112组成，所述放大器级由并联并且被偏置在不同的操作种类中的两个放大器114和116组成。由在两个不同频率的正弦曲线之和组成输入Vin，表达如下 Vin＝Asin(w1t)+Bsin(w2t) 输入信号Vin被传递到正交混合器110，该正交混合器110位于放大器级之前。合适的正交混合器的一个示例是由Mid-Atlantic RF系统有限公司制造的SHY55090度混合耦合器。输入被分成具有相同频率分量但是具有一部分输入功率的两个信号，其中一个信号VI被偏移π弧度，而另一个信号VQ被偏移π/2弧度，导致了90度的相对相位差 这些信号然后分别被传递到放大器114和116。合适的放大器的一个示例是由Excelics半导体有限公司制造的型号EIC5359-810伏内匹配功率FET。由每个放大器执行的信号放大可以使用下列近似等式分别建模 VA1＝K1*VI+K2*VI2+K3*VI3 VA2＝K1′*VQ+K2′*VQ2+K3′*VQ3 其中Ki表示放大器114的三阶电压传递函数的系数，Ki′表示放大器116的三阶电压传递函数的系数。该放大器设计的一个重要特征是放大器114中的K3项和放大器116中的K3′项大小相等符号相反。除了这个条件，基频分量的相位基本相等，导致了基频分量的最大功率组合。
下列等式检查一组IMD3项。其它IMD3项在形式上类似并且遵循相同的数学运算。
来自114的一个IM3项 使用恒等式 使用恒等式 来自116的一个IM3项 使用恒等式 使用恒等式 放大器的输出然后被传递至第二混合器112，该第二混合器112与第一混合器是相同类型的，并且被用来将两个放大器的输出端处存在的RF信号组合成一个RF输出信号。混合器的一个合适示例是来自Midatlantic RF系统有限公司的型号SHY55090度混合耦合器。混合器112具有两个输入端(端口1和4)和两个输出端(端口2和3)。“上部”输出端口，即端口2，由来自端口1的、具有一部分功率并且被偏移π弧度的信号与来自端口4的、具有一部分功率并且被偏移π/2弧度的信号的相加组成。“下部”输出端口，即端口3，由来自端口4的、具有一半功率并且被偏移π弧度的信号与来自端口1的、具有一半功率并且被偏移π/2弧度的信号的相加组成。下部输出端口被作为设备的输出，并且在理想条件下，IMD3产物将基本上从频谱中消除并且基频(fundamentals)仍保持。下列等式显示在“下部”输出端口处存在的IMD3项VO2发生了什么。
对于上面推导出的一组IMD3项，我们得到下列等式 使用恒等式， 如从上面可以看出的，当K3＝-K3′时，将抵消该组IMD3项。
类似地，所有其它IMD3项也将抵消，这导致OIP3的提高。具体地，IMD3电平的减少将基频输出功率的外推1∶1斜率与三阶互调产物的外推3∶1斜率之间的交叉点移动到更高功率，从而导致更高的OIP3值。看看放大器中存在的一阶项， 来自放大器114的一阶项 来自放大器116的一阶项 可以看出，由于这些项，正交混合器112的输出如下 该项化简为 如果K1的幅度和符号基本与K1′的幅度和符号相同，则在正交混合器112的输出端处将存在基频项。使得K1的幅度和符号基本与K1′的幅度和符号相同也确保了两个放大器的基频分量的相位相等。
图4示出了K3对于放大器的偏置电平的相关性。例如，在种类AB操作模式中，放大器具有等于-α的K3。为了并联配置中的第二放大器实现等于α的K3′，必须改变该放大器的偏置电平。随着偏置电平下降，K3′项穿过零轴并且变成正的，并且随着放大器接近种类B操作模式而到达α。通过从其中K3基本等于-K3′的图中选择偏置点，在输出端处存在的IMD3分量如果未被完全地抵消，也将被极大地减少。
在又一个实施例中，通过在增益抑制(compression)模式或者增益扩展(expansion)模式中操作放大器，可以改变K3的相位。在增益抑制模式中，放大器的增益随着增大的输入功率而减小，而在增益扩展模式中，放大器增益随着增大的输入功率而增大。基频处的输出功率可以使用下列项来建模K1*A+K3*A3+K5*A5，其中A是输入电压信号的幅度，K项表示描述放大器的输出电压到输入电压的传递特性的泰勒级数展开系数。偶数阶K项对IMD3分量没有贡献，因此没有包含在该等式中。对于增益扩展，假设K1为正，则K3和K5项为正，对于增益抑制，K3和K5项为负。两色调激励(two toneexcitation)的三阶IMD3分量也包含K3和K5项。这暗示IMD3分量在增益扩展期间相对于基频是同相的，对于增益抑制，相对于基频是180度异相的。在RF放大器中，这可以通过改变偏置电平和/或使用具有特定输入阻抗值的偏置电路块调节放大器的偏置来实现。
为了确保在放大器114和116中K3项的幅度基本相等，对于每个放大器必须选择正确的尺寸。放大器的尺寸直接关系到放大器能够产生多少功率。放大器本身由许多并联连接的单个晶体管制成。每个单独的晶体管根据制造工艺而具有标准尺寸。当晶体管并联连接时，每个晶体管也贡献总输出功率中的一部分。当并联连接的晶体管的数目增加时，放大器提供的总输出功率也增大。因此，在这种情况下，尺寸是指晶体管的数目与每个晶体管的有效面积(active area)量的乘积。
当设计本发明中使用的放大器时，知道需要多少输出功率是非常重要的，由此可以使用适当数量的并联晶体管。然后该晶体管的总数设定放大器的尺寸。然而，在不同的点偏置的相同尺寸的两个放大器将产生不同的IMD3电平。例如，在种类AB操作模式中偏置的某一尺寸的放大器与在近似种类B操作模式中偏置的相同尺寸的放大器相比，在相同的输入功率电平处将产生少得多的IMD3项。因此，近似种类B模式放大器的尺寸必需被确定为使得在相同的输入功率电平处，该近似种类B模式放大器的IMD3幅度基本等于种类AB模式放大器的IMD3幅度。确定尺寸的一种方法是通过对于适当输入功率电平测试很多不同尺寸的近似种类B模式放大器来确定适当IMD3幅度。也就是，由于两个并联放大器的IMD3幅度分离，在输出正交混合器112的输出端处看到的OIP3的提高将不如IMD3电平在幅度上基本相等和在相位上相反时一样大。而且，放大器114和116的IMD3幅度可以在一个功率电平处基本相等，但是在另一个功率电平处不相等。
如图7所示，克服这一问题的一种方法是使用通过监视混合器110处的RF输入信号而产生的校正信号，来控制放大器116的尺寸和偏置电平。也就是，采样RF输入信号Vin并且馈入到控制逻辑块118，该控制逻辑块118通过将输入功率电平Vin与查找表中存储的电平相比较而生成数字字或校正信号，查找表中存储的电平与近似种类B放大器116的适当尺寸和偏置电平相关联。校正信号通过接通和关断近似种类B放大器的某些部分控制在近似种类B放大器中有效的并联晶体管的数目，来控制近似种类B放大器116的尺寸。
更具体地，如果控制逻辑118确定近似种类B放大器的某些部分应当关断，则通过将偏置电平减小到零来截止近似种类B放大器中的一些晶体管。另一方面，如果控制逻辑块118确定近似种类B放大器的某些部分应当接通，则它们的偏置电平为零的一些晶体管将上升到近似种类B电平。偏置控制逻辑118位于近似种类B放大器116的偏置电路中。当近似种类B放大器尺寸减小时，它的IMD3分量也减小。类似地，当近似种类B放大器尺寸增大时，其作为结果的IMD3分量也增大。作为尺寸调节能力的结果，可以在宽输入功率电平范围上看到OIP3的提高。
图8图示了控制逻辑处理对近似种类B放大器做出的改变的步骤。首先在步骤120感测输入功率电平，并且在步骤124，使用该信息来判定应当对近似种类B放大器做出什么改变。在步骤126和128，将分别作出是增大还是减小放大器的尺寸以及是增大还是减小放大器的偏置的决定，以便增强IMD3抵消。一旦在步骤126和128做出决定，在步骤130对近似种类B放大器做出适当的改变，以使得两个放大器的IMD3分量的幅度基本相等，IMD3分量的相位相对于彼此而180度异相，并且基频的相位相等。
接着将通过使用5.7GHz处的商业现货供应组件获得的实验结果来描述在所建议的布局中进行偏置的效果的一个示例。图5示出了OIP3对于偏置的相关性。图6示出了当选择偏置点使得K3基本等于-K3′时看到的OIP3的提高。两个实验都是使用所建议的布局和相同尺寸的放大器(来自Excelics半导体有限公司的EIC5359-8 10-伏内匹配功率FET)来进行的。对于输入混合器和输出混合器两者，都选择来自Midatlantic RF系统有限公司的SHY55090度混合耦合器。在一种情况下，两个放大器在种类AB操作模式中被偏置在相同电平并且在图5中用种类A&A表示。在这一偏置点，IMD3分量的幅度基本相等，但是IMD3分量彼此同相，因此不发生IMD3分量的抵消或者减小。
在第二种情况中，一个放大器如上在种类AB操作模式中被偏置，而另一个放大器在近似种类B操作模式中被偏置。每个放大器在不同操作模式中，IMD3分量相对于彼此在相位上相差180度，但是它们的幅度在短输入功率范围上基本相等。这一实验在附图5中由种类A&B表示。由此，两个放大器在不同种类处偏置，在小输入功率电平范围上存在OIP3的提高。关于数学推导，这一实验观察是K3项与输入功率的相关性的结果。
图6通过图示对于小输入功率电平范围存在多达4dB的OIP3的提高来进一步图示了图5中所示的提高。如果实验并入在图7中示出的控制回路118，将在更宽的功率范围上有OIP3提高。因此，尽管通过选择类似尺寸的放大器能够获得提高，近似种类B放大器的可变尺寸确定和偏置将导致宽功率范围上的OIP3提高。因此，通过调节近似种类B放大器的尺寸和/或偏置电平，它的IMD3幅度能够被调节为在宽输入功率范围上更好地匹配种类AB放大器的IMD3幅度，从而导致更宽输入功率范围上的OIP3的提高。
在本发明的又一实施例中，可以在子组件层级上极大地减小或抵消IM3电平。更具体地，通过使用两个分离的偏置电路，如通过操作种类(即，种类A、种类B、种类AB)所描述的，在不同的操作传导角度中偏置功率放大器级的两组分支，可以极大地减小或者抵消功率放大器3的每一级7a，7b...7n处的IM3电平。每个偏置电路将具有截然不同的输出阻抗，其中基带频率处的阻抗特别引人关注。基带频率被定义为关注的输入信号的调制频率的范围，其范围典型地从kHz到几十MHz。偏置并联分支使得每个分支组的IM3分量之间的相位差接近180度。另外地，在偏置电路的基带频率处的输出阻抗的差允许IM3分量附加的相移，从而能够实现IM3分量之间180度的差。调节每组中的分支的数量，以使得IM3分量的幅度基本相等。也就是，因为分支组的放大必须基本相等以使性能最大化，因此调节每组中的分支的数目以便补偿放大差异。
通过用偏置电路改变分支中的dc操作电流，来调节功率放大器分支的操作传导角度(例如，种类A、种类AB、种类B、近似种类B)。典型地，在偏置电路中改变控制电压和/或控制电流，以便改变直流操作电流，由此改变操作传导角度。在一个实现中，可以使用与偏置电路串联的电阻器来修改偏置电路的阻抗。可以改变电阻器的值来获得不同的阻抗值。
参考图9，功率放大器7a的一个级由下列三个组件组成片上功率划分器10、属于放大器的一个级的两个分支组12和14，其中分离的偏置电路(未示出)偏置每个分支组、其后跟随的片上功率组合器16。每个分支组12和14包括单元20的一个或多个分支18a、18b...18n。单元20可以由一个或多个晶体管以及其它无源电路元件组成。输入V1由两个不同频率处的正弦曲线之和组成 V1＝Asin(w1t)+Bsin(w2t) 输入信号V1被传递到片上功率划分器10。合适的片上功率划分器的一个示例是微带线路，其具有特征阻抗Zo，该线路被分为两个具有特征阻抗Zo*sqrt(2)的四分之一波长线路。所述输入被划分为两个信号，这两个信号具有相同频率分量，但是具有一部分输入功率，其中一个输入信号V2与另一个输入信号V3不具有相位差。
这些信号随后分别被传递到分支组12和14。根据放大器的传递函数，放大每个放大器接收到的信号，所述传递函数可以使用下列各个等式来近似地建模 其中，KiA表示分支组12的三阶电压传递函数的系数，以及KiB表示分支组14的三阶电压传递函数的系数。该放大器级设计的一个重要特征是分支组12中的K3A项与分支组14中的K3B项大小基本相等且符号相反。除了这一条件，基频分量的相位基本相同，从而导致基频分量的最大功率组合。下面的等式检查一组IMD3项。其它IMD3项在形式上类似，并且遵循相同的数学运算。
来自12的一个IM3项 使用恒等式 使用恒等式 来自14的一个IM3项 使用恒等式 使用恒等式 分支组12和14的输出被传递到第二片上功率组合器16，该片上功率组合器可以是或者可以不是与第一片上功率划分器10相同的类型，并且被用来将存在于两个分支组的输出端处的RF信号组合为一个RF输出信号。如从上面可以看出，当K3A＝-K3B时，这一组IMD3项将抵消。类似地，所有其它IMD3项也将抵消，导致OIP3的提高。具体地，IMD3电平的减小将基频输出功率的外推1∶1斜率与三阶互调产物的外推3∶1斜率之间的交叉点移动到更高的功率，从而导致更高的OIP3值。看看存在于放大器分支12和14中的一阶项， 来自12的一阶项 来自14的一阶项 可以看出，由于这些项，片上功率组合器16的输出如下 如果K1A基本等于K1B，则在片上功率组合器16的输出端处将存在基频项。使K1A基本等于K1B也确保两个分支组的基频分量的相位相等。
为了确保IMD3分量的幅度在并联分支组12和14中基本相等，对于每个分支组必须选择正确的尺寸。每个分支组的尺寸直接关系到它能产生多少功率。具有相同数量的单位单元、在不同点(即，对于每个分支，不同的操作传导角度)偏置的两个分支将产生不同的IMD3电平。例如，在相同的输入功率电平处，具有某一数目的单位单元20、在种类AB操作模式中被偏置的分支比在近似种类B操作模式中被偏置的相同尺寸的分支将产生少得多的IMD3。因此，近似种类B模式放大器的尺寸必须被确定为使得在相同输入功率电平处，它的IMD3幅度基本等于种类AB模式放大器的IMD3幅度。一种确定尺寸的方法是通过测试很多近似种类B模式分支组来确定适当的IMD3幅度。也就是，由于两个并联分支组的IMD3幅度分离，因此在输出功率组合器16的输出端处看到的OIP3的提高将不如IMD3电平在幅度上基本相等并且在相位上相反时一样大。而且，分支组12和14的IMD3幅度可以在一个功率电平上基本相等，但是在另一个功率电平上不等。
除了各个分支组的尺寸，特定放大器级中的分支组的数量也可以基于放大器的应用改变。因此，如果功率放大器中的级具有三个分支组，则片上功率划分器10和16必须设计为在三条路径上分割输入V1，并且也将三个分支组的输出组合成单个输出信号V6。因此，应当理解，任意一个放大器级7的分支组的数目可以根据功率放大器3的应用而变化。
在又一个实施例中，通过在增益抑制模式或者增益扩展模式中操作放大器，可以改变K3的相位。在增益抑制模式中，分支或者分支组的增益随着增大的输入功率而减小，而在增益扩展模式中，分支增益随着增大的输入功率而增大。基频处的输出功率可以使用下列项来建模K1*A+K3*A3+K5*A5，其中A是输入电压信号的幅度，K项表示描述分支的输出电压到输入电压的传递特性的泰勒级数展开系数。偶数阶K项对IMD3分量没有贡献，因此没有包含在该等式中。
对于增益扩展，假设K1为正，则K3和K5项为正，对于增益抑制，K3和K5项为负。两色调激励的三阶IMD分量也包含K3和K5项。这暗示IMD3分量在增益扩展期间相对于基频是同相的，而对于增益抑制相对于基频是反相的。在RF放大器中，这可以通过改变偏置电平和使用具有不同阻抗的偏置电路调节一个或多个分支的偏置来实现。
在其中观察到提高的功率电平的范围可以随着这种技术在不同的半导体IC工艺中被使用而变化，并且控制回路的并入可以确保在宽功率范围上的提高。一个普遍问题是与算术求导相关的K3项可以作为RF输入功率的函数而变化。因此，控制回路可被用来通过调节两个功率放大器分支组的偏置电平(即传导角度)和偏置电路的阻抗来补偿K3中的变化。针对作为RF功率的函数的K3中的变化的这种动态补偿，允许IMD3幅度和相位在宽输入功率范围上为了最优IM3抵消/减少而被调节。
参考图10，控制回路22被示出为从输入V1连接到放大器级7a的分支组12和14的偏置电路(未示出)。通过监控RF输入信号V1来生成校正信号24，以便作为功率的函数控制分支组12和14的偏置电平和偏置电路(未示出)的阻抗。也就是，采样RF输入信号V1并馈入到控制逻辑块22，该控制逻辑块22针对施加的RF输入功率而生成适当的偏置电平。这些偏置电平可以通过任意数目的手段来生成，例如(但是不限于)将输入功率电平V1与查找表中存储的电平相比较，或者通过使用电路块直接针对特定输入功率电平生成相应偏置电平。校正信号24通过改变偏置电路(未示出)的控制电压来控制分支组12和14的偏置电平和偏置电路阻抗。更具体地，如果控制逻辑22确定分支组14应当被偏置成更朝向种类AB模式，则将相应地调节偏置电路的控制电压。在一种实现中，偏置控制逻辑22可位于分支组14的偏置电路中并且也可位于分支组12中。而且，使用接通或关断并联电阻器阵列的一部分的开关(未示出)可以调节偏置电路的阻抗。作为偏置电路(未示出)的偏置/阻抗调节性能的结果，能够获得宽功率电平范围上的OIP3提高。
参考图11，示出了控制逻辑22的流程图。在步骤26，首先感测输入功率电平V1，并且通过将所感测的信号与例如(1)查找表中存储的值相比较(在步骤28)或者通过(2)将所感测的信号转换为偏置电路的相应偏置/阻抗电平，使用所述信息来确定应当对分支组12和14做出的改变。偏置电路的可能改变是(1)改变偏置电路的阻抗，步骤34，或者(2)增大/减小分支的偏置，步骤32。一旦在控制逻辑块22做出决定，就在步骤36对分支组12和14做出适当的改变，以使得分支组12和14的IMD3分量的幅度基本相同，IMD3分量的相位相对于彼此而180度异相，并且基频的相位接近相等。
上述针对IM3减少的放大器改进产生了非常宽频带的解决方案，并且能够完全地在芯片上实现。所述技术基于独特的功率放大器布局，并结合了在放大器分支层级上的新颖的偏置技术。所述技术非常灵活，并且可应用于任何IC工艺(即，Si CMOS，SiGe BiCMOS，GaAs HBT，等等)。
本领域的普通技术人员将会理解，在不背离本发明的范围和精神的情况下，可以在本发明中进行各种修改和变化。本发明意欲涵盖落入所附权利要求及其等效物的范围和精神之内的所述修改和变化。
权利要求
1.一种离散放大器，用于在该离散放大器的输出端处抵消至少一个失真分量，包括
a.第一级，至少具有彼此并联的第一分支和第二分支，其中所述第一分支和第二分支中的每一个由一个或多个晶体管引脚形成，所述一个或多个晶体管引脚具有彼此并联的一个或多个单位单元；
b.第二级，至少具有彼此并联的第三分支和第四分支，其中所述第三分支和第四分支中的每一个由一个或多个晶体管引脚形成，所述一个或多个晶体管引脚具有彼此并联的一个或多个单位单元；
c.第一偏置电路，具有第一阻抗和第一偏置电平，所述第一偏置电路可操作地连接到所述第一级的第一分支，用以将所述第一分支偏置到第一操作模式；
d.第二偏置电路，具有第二阻抗和第二偏置电平，所述第二偏置电路可操作地连接到所述第一级的第二分支，用以将所述第二分支偏置到第二操作模式；
e.第三偏置电路，具有第三阻抗和第三偏置电平，所述第三偏置电路可操作地连接到所述第二级的第三分支，用以将所述第三分支偏置到第三操作模式；
f.第四偏置电路，具有第四阻抗和第四偏置电平，所述第四偏置电路可操作地连接到所述第二级的第四分支，用以将所述第四分支偏置到第四操作模式；
其中选择下列中的至少一个
a.所述第一操作模式和所述第二操作模式，和
b.所述第三操作模式和所述第四操作模式，
从而在所述第一级和所述第二级中的至少一个的相应输出端处基本上抵消至少一个失真分量。
2.如权利要求1所述的离散放大器，其中所述第一偏置电路的第一阻抗和第一偏置电平不同于所述第二偏置电路的第二阻抗和第二偏置电平。
3.如权利要求1所述的离散放大器，其中
a.所述第一偏置电路与所述第二偏置电路的所述阻抗和所述第一分支与所述第二分支的所述偏置电平不同，以及
b.所述第三偏置电路与所述第四偏置电路的所述阻抗和所述第三分支与所述第四分支的所述偏置电平不同，
并且选择所述第一偏置电路与所述第二偏置电路的所述阻抗和所述第一分支与所述第二分支的所述偏置电平、以及所述第三偏置电路与所述第四偏置电路的所述阻抗和所述第三分支与所述第四分支的所述偏置电平，以便在所述离散放大器的所述第一级和所述第二级中的至少一个的输出端处，最大化地抵消所述至少一个失真分量。
4.如权利要求1所述的离散放大器，其中所述第一分支、所述第二分支、所述第三分支和所述第四分支形成在单个集成电路芯片上，并且所述第一偏置电路、所述第二偏置电路、所述第三偏置电路和所述第四偏置电路物理地放置在所述相同单个集成电路芯片上以最小化电寄生效应，从而最大化地抵消所述至少一个失真分量。
5.如权利要求1所述的离散放大器，还包括感测电路，用于感测到所述离散放大器的输入功率，并且使得所述第一偏置电路、所述第二偏置电路、所述第三偏置电路和所述第四偏置电路中的至少一个通过调节所述偏置电路电平和阻抗中的至少一个来调节其相应分支的操作模式，以便最大化地抵消所述至少一个失真分量。
6.如权利要求1所述的离散放大器，其中所述第一模式、所述第二模式、所述第三模式和所述第四模式是从种类A、种类B、种类C和种类AB操作模式中的一个选出的。
7.如权利要求6所述的离散放大器，其中调节所述第一偏置电路、所述第二偏置电路、所述第三偏置电路和所述第四偏置电路以改变所述各个偏置电路的阻抗，以便最大化地抵消所述至少一个失真分量。
8.如权利要求6所述的离散放大器，其中所述第一分支的第一模式和所述第二分支的第二模式使得基本抵消至少一个谐波。
9.如权利要求6所述的离散放大器，其中所述第三分支的第三模式和所述第四分支的第四模式使得基本抵消三阶互调失真分量。
10.如权利要求6所述的离散放大器，其中所述第一级的第一分支和所述第一级的第二分支中的一个具有多个晶体管引脚，以便增大所述第一级的第一分支和所述第一级的第二分支中的所述一个的输出功率。
11.如权利要求1所述的离散放大器，其中所述第一级和所述第二级串联连接。
12.一种离散放大器，用于在该离散放大器的输出端处抵消至少一个失真分量，包括
a.输入端口，用于接收第一信号；
b.输出端口，用于输出与所述第一信号相关的第二信号；
c.第一分支和与所述第一分支并联的第二分支，所述第一分支可操作地连接到所述输入端口和所述输出端口，所述第二分支可操作地连接到所述输入端口和所述输出端口，
d.第一偏置电路，可操作地连接到所述第一分支，用以将所述第一分支偏置到第一操作模式；
e.第二偏置电路，可操作地连接到所述第二分支，用以将所述第二分支偏置到第二操作模式；
其中选择所述第一操作和所述第二操作模式，从而基本上减少所述第二信号中的所述至少一个失真分量，
所述第一分支、所述第二分支、所述第一偏置电路和所述第二偏置电路放置在单个集成电路芯片上以最小化电寄生效应，以便最大化地抵消所述至少一个失真分量。
13.如权利要求12所述的离散放大器，其中所述至少一个失真分量是所述第一信号的三次谐波。
14.如权利要求12所述的离散放大器，其中所述至少一个失真分量是所述第一信号的三阶互调失真分量。
15.如权利要求12所述的离散放大器，其中所述操作模式是从种类A、种类B、种类C和种类AB操作模式中的一个选出的。
16.如权利要求12所述的离散放大器，还包括感测电路，用于感测所述第一信号，并且使得所述第一偏置电路和所述第二偏置电路中的至少一个通过调节偏置电路电平和偏置阻抗中的至少一个来改变其相应分支的操作模式，以便最大化地抵消所述至少一个失真分量。
17.如权利要求12所述的离散放大器，其中所述第一偏置电路的第一阻抗和第一电流不同于所述第二偏置电路的第二阻抗和第二电流。
18.如权利要求16所述的离散放大器，其中调节所述第一偏置电路和所述第二偏置电路以改变所述各个偏置电路的阻抗，从而最大化地抵消所述至少一个失真分量。
19.如权利要求12所述的离散放大器，其中所述第一分支和所述第二分支中的一个具有多个晶体管引脚，以便增大所述第一分支和所述第二分支中的所述一个的输出功率。
全文摘要
多组功率放大器分支在每个放大器级内被功率组合，并且通过具有不同阻抗特性的偏置电路在不同的操作种类中偏置每组分支，从而输出端处存在的基频分量彼此同相，并且IMD3分量在一个功率电平的范围上反相。通过前一级的输出端来提供RF输入信号，每一级通过功率组合多组功率放大器分支(其中每组分支被单独地偏置)而形成，因此基频分量是可相加的，而IM3分量部分地或者完全地抵消。使用前馈控制回路来监视输入功率并且适当地调节馈入各个分支的偏置电路的偏置电流和阻抗特性能够在大的输出功率范围上提供附加IM3的减少或者抵消。
文档编号H03F3/04GK101589547SQ200780044930
公开日2009年11月25日 申请日期2007年10月8日 优先权日2006年10月6日
发明者维克拉姆·B·克里施纳莫西, 坦维尔·K·卡尼乔恩, 凯尔·M·赫施伯格 申请人:Vt硅股份有限公司