极化调制发送装置以及发送功率控制方法

专利名称：：极化调制发送装置以及发送功率控制方法
技术领域：
：本发明涉及极化调制发送装置以及其发送功率控制方法。
背景技术：
：图1表示使用了极化调制方式的典型的发送装置的例子。发送装置包括极化信号生成电路l、振幅控制电路2、相位调制信号生成电路3、以及功率放大器(以下称为"PA")4。在该发送装置中，极化信号生成电路1根据输入信号(也就是发送调制信号)生成有关发送调制信号的振幅以及相位的信号。振幅控制电路2基于振幅分量信号而控制对PA4供给的电源电压，相位调制信号生成电路3基于相位分量信号生成被输入到PA4的相位调制信号。实际上，该发送装置通过将PA4在压缩冲莫式(compressedmode)和非压缩模式(uncompressedmode)之间进行切换，确保发送功率的动态范围(dynamicrange)。另外，也可以将压缩模式称为饱和动作模式，将非压缩模式称为非饱和动作模式。该发送装置在被要求较高的发送功率时，使PA4在压缩模式下动作。另一方面，发送装置在被要求较低的发送功率时，使PA斗在非压缩模式下动作。具体而言，在压缩模式时，发送装置通过根据振幅分量信号改变提供给PA4的电源电压，进行振幅调制。该压缩模式对于输出功率在本质上非常正确。另一方面，在非压缩模式下，以与压缩模式相比，发送装置对于输出功率不正确的状态<吏PA4动作。在现有的发送装置中，在进行发送功率控制时，在压缩模式(C模式)和非压缩模式(U模式)之间进行切换的情况下，各个模式的特性的差异(温度引起的变动、时效变化引起的变动、负荷变动等)成为原因，发送功率有可能发生最大超过5dB的变动。利用图2简单地说明该情形。在图2中表示以下的情形，在压缩模式下的输出功率比较正确，而在非压缩模式下的输出功率，由于温度引起的变动、时效变化引起的变动、负荷变动等的变动而发生变化。如图2所示，非压缩模式的输出功率由于各种原因而易于变动，因此在压缩模式和非压缩模式之间进行切换的情况下，输出功率不连续的可能性较高，其结果发生较大的发送功率的变动的可能性较高。另外，作为正确进行发送功率控制的方法，还有测定实际的功率放大器的输出功率，反馈控制输出功率以使该测定值与设定目标值相等的方法。一般而言，在该反馈控制中，采用以下方法使用低通滤波器，从功率放大器的输出中去除起因于发送数据的调制变动分量。然后，基于去除了调制变动分量后的所谓平均发送功率、与设定目标值之间的误差，对发送功率进行再调整。
发明内容发明需要解决的问题但是，在输入信号(输入到图1的极化信号生成电路1的输入信号)本身包含残余变动分量的情况下，通过上述反馈控制也难于高精度地控制发送功率。下面，说明以HSUPA(HighSpeedUplinkPacketAccess,高速上行链路分组接入)信号作为输入信号的情形的例子。HSUPA为在3GPP(第三代合作伙伴计划)中进行着标准化的、有关UMTS/WCDMA(通用移动通信系统/宽带码分多址)的上行链路的下一代技术。这里，考虑作为输入到图1的极化信号生成电路1的输入信号，输入了HSUPA信号的情况下的PA4的输出波形。由于扩频图案(pattern)、扩频码的增益因子，在扩频调制后的振幅分量信号中，包含宽带的变动分量，在低通滤波器中无法去除较低的频分量的变动。因此，PA4的输出功率的平均值每隔非常短的时间(例如数]Lisec)发生很小的变动。因此，在平均发送功率与设定目标值之间的误差中，包含由于扩频调制产生的残余变动分量所带来的影响，因此功率的估计精度劣化。特别是3GPP(3rdGenerationPartnershipProject)25.101中，要求发送功率的误差满足图3~图5所示的必要条件。以下详细地说明。以普及UMTS和W-CDMA标准为目的的标准母体即3GPP,要求根据来自基站的TPC命令，移动终端以离散的步长(例如+/-ldB、+/-2dB、+/-3dB.......)增减输出功率。UMTS标准也指定在某一特定的容许范围内实行这些功率增减步长(step)。例如，如图3的表所示，在4吏输出功率以+/-ldB步长(增减)的TPC命令的情况下，要求将作为该结果的输出功率纳入目标输出功率的+Z-0.5dB以内。于是，例如，若移动终端的发送装置在OdBm动作，并接收了"l，，的TPC命令，则移动终端的发送装置需要进行调整，以使发送功率收纳在+0.5dBm-1.5dBm的范围以内。在为更大的步长大小(stepsize)即2dB和3dB的步长大小的情况下，容许+/-ldB和十/-1.5dB的更宽的容许范围。如图5的表所示，在3GPPUMTS标准中，也对功率命令组规定累计性的容许范围。例如对于由ldB的步长大小构成的IO个TPC命令，它们都分别同样地要求输出功率电平在目标输出功率电平的+/-2dB以内。从图3的表的一览以及图4可知，对于一个TPC命令最严格的步长大小为与表示+/-ldB的TPC命令(要求+/-0.5dB的容许)对应的步长大小。若功率的估计精度由于上述扩频调制造成的残余变动分量而劣化，则有可能无法满足这些要求。本发明的目的在于，提供即使在功率放大器的输出中包含扩频调制等造成的残余变动分量的情况下，也能够高精度地控制发送功率的极化调制发送装置。
发明内容发明所要解决的课题本发明的极化调制发送装置采用的结构包括极化信号生成电路，根据输入信号生成振幅分量信号和相位分量信号；相位调制信号生成电路，根据所述相位分量信号生成RF相位调制信号；功率放大器，基于缩^:后的所述振幅分量信号，放大缩放后的所述RF相位调制信号；第一平均化单元，检测所述功率放大器的输出功率的平均值作为第一平均值；第二平均化单元，检测所述振幅分量信号的功率的平均值作为第二平均值；以及发送功率控制单元，基于所述第一平均值的变动量和所述第二平均值的变动量，求去除了所述第一平均值所包含的残余变动分量的功率估计值，并基于该功率估计值控制发送功率。本发明的有益效果根据本发明，能够提供极化调制发送装置，该装置即使在功率放大器的输出中包含残余变动分量的情况下，也能够去除该残余变动分量的影响而控制发送功率，因此能够提高发送功率控制的精度。图l是表示现有的发送装置的结构例的方框图。图3是表示3GPPUMTS标准的、对于各个输出功率步长大小命令的功率控制容许值。图4是汇总了容许步长大小的图。图5是表示3GPPUMTS标准的、对于各组的功率命令的累计性的功率控制容许值的图。图6是表示本发明实施方式的发送装置的结构的方框图。图7是表示设置在发送功率控制单元107的缩放系数组的情形的图。图8是用于说明ADC输出功率的平均值变动的图。图9是用于说明振幅分量信号的输出功率的平均值变动的图。图IO是表示作为平均化单元111的结构例的FIR滤波器的连接图。图11是表示作为平均化单元111的结构例的IIR滤波器的连接图。图12是在一帧中表示各个码元的特定的区间的、PA103的输出功率的平均值的变动的情形的图。图13是在一帧中表示各个码元的特定的区间的、振幅分量信号的输出功率的平均值的变动的情形的图。图14是用于说明在LPF108的输出波形的平均值的变动、与振幅分量信号的平均值的变动之间存在相关关系的图。图15是用于说明LPF108的输出波形的平均值的变动、与振幅分量信号的平均值的变动之间的相关系数的计算方法的流程图。图16是用于说明当前的模式为压缩模式时的极化调制发送装置100的动作的流程图。图17是用于说明当前的模式为非压缩模式时的极化调制发送装置100的动作的流程图。图18是用于说明在图16以及图17的流程中使用的变量的图。具体实施例方式下面，利用本发明的一个实施方式。(1)整体结构图6中表示本发明的实施方式的极化调制发送装置的结构。图6的极化调制发送装置100包括扩频单元110、极化信号生成电路101、相位调制信号生成电路102、功率放大器(PA)103、振幅控制电路104、由可变增益放大器(VGA)和/或衰减器构成的可变放大电路105、以及功率校正环(alignmentloop)120。功率校正环120包括检测PA103的输出功率的检测电路106、低通滤波器(LPF)108、模拟数字变换器(ADC)109、以及发送功率控制单元107。除了上述结构，极化调制发送装置100还包括对从极化信号生成电路101输出的振幅分量信号进行平均的平均化单元111。平均化单元111将平均后的信号送出到发送功率控制单元107。扩频单元110对输入信号进行扩频，并将扩频后的信号输出到极化信号生成电路101。例如，在生成HSUPA(HighSpeedUplinkPacketAccess)信号的情况下，扩频单元110对DPDCH信号、DPCCH信号、HS-DPCCH信号、以及E-DPCCH信号，分别乘以扩频码Cd、Cc、Chs、Ced以及Cec,并调整作为增益因子的Betaratioc(Be)、Betaratiod(Bd)、Betaratiohs(Bhs)、Betaratioed(Bed)、以及Betaratioec(Bee)，由此生成HSUPA信号，并将所生成的HSUPA信号输出到极化信号生成电路101。极化信号生成电路101根据输入信号生成振幅分量信号和相位分量信号。具体而言，极化信号生成电路101根据来自扩频单元110的输入信号动作，生成包含了输入信号的振幅信息的包络线分量信号(振幅分量信号)、以及包含了输入信号的相位信息的恒定包络线分量信号(相位分量信号)。振幅分量信号被输入到振幅控制电路104，恒定振幅的相位分量信号被输入到相位调制信号生成电路102。相位调制信号生成电路102根据相位分量信号生成RF相位调制信号。可变放大电路105基于来自发送功率控制单元107的相位路径缩放系数(Phase-pathmagnitudescaling)S10,对RF相位调制信号进行放大或者衰减，将由此缩;汰后的RF相位调制信号提供给PA103的RF信号输入端子。振幅控制电路104通过将来自发送功率控制单元107的振幅路径缩放系数(AM-pathenvelopescaling)Sll与振幅分量信号相乘，形成PA103的电源电压，并将其提供给PA103的电源输入端子。检测电路106例如由PIN二极管或者其它半导体检测器构成，用于检测PA103的输出功率。LPF108例如由RC电路构成，用于通it^j"PA103的输出功率的检测结果进行积分而得到PA103的输出功率的平均值。LPF108被设置以抑制由检测电路106得到的PA103的输出功率的检测值的变动。但是，如将LPF108的截止(cutoff)频率设定得过高，则无法充分地抑制变动。相反地，如将截止频率设定得过低，则在功率的调整后LPF108的输出稳定为止需要较长的时间，难于例如在3GPP的标准所规定的时间内完成功率控制。附带说明的是，在3GPP的标准中，要求在从码元边界的士25nsec内完成功率控制。为了满足该要求，LPF108的时间常数(timeconstant)需要为数psec左右以下。实际上，LPF108的时间常数只要设定得可消除(cancel)调制信号的瞬时包络线变动即可，比基于扩频码的图案的扩频调制信号的基本周期(扩频码的码片速度)慢的变动可以残余。截止频率可考虑优选数十kHz数百kHz的范围。在本实施方式中，作为一例将截止频率设为300kHz。ADC109对LPF108的输出结果进行釆样。平均化单元111在规定时间检测作为极化信号生成电路101的输出的振幅分量信号的输出功率的平均值。发送功率控制单元107通过LPF108以及ADC109,输入检测电路106的输出。另外，发送功率控制单元107输入发送功率控制信号。另外，发送功率控制单元107从平均化单元111输入振幅分量信号的平均值。发送功率控制单元107基于PA103的输出功率的平均值的变动量、以及振幅分量信号的输出功率的平均值的变动量，求从PA103的输出功率的平均值中去除了由于扩频调制产生的残余变动分量的功率估计值。然后，发送功率控制单元107基于发送功率控制信号、以及排除了由于扩频调制产生的残余变动分量的功率估计值，决定极化调制发送装置100的发送功率的设定目标值，从而控制发送功率。PA103的输出功率的平均值与振幅分量信号的输出功率的平均值之间的关系，以及从PA103的输出功率的平均值中排除了扩频调制造成的残余变动分量的功率估计值的求法，将在后面描述。在决定了发送功率的设定目标值后，发送功率控制单元107通过将振幅路径缩放系数Sll输出到振幅控制电路104，将相位路径缩放系数S10输出到可变放大电路105，控制PA103的电源电压以及PA103的输入信号(RF相位调制信号)电平。发送功率控制单元107使用将发送功率控制信号(例如TPC命令)作为地址(address)参照表而得到的缩放系数的原来的值，以及通过排除了扩频调制造成的残余变动分量的功率估计值求出的缩放系数的校正值，计算最终的缩放系数S10和Sll。本实施方式的发送功率控制单元107具有使TPC命令与缩放系数关联对应的表(以下将其称为功率表)。图7表示设置在发送功率控制单元107中的功率表的缩放系数组(set)的情形。在压缩模式下，极化调制发送装置100的输出功率通过对PA103的集电极(或者漏极)节点(node)所提供的振幅调制后的电源电压来控制，另一方面，恒定振幅的相位调制RF信号的功率保持为恒定。在非压缩模式下，对于PA103的输出功率而言，将与振幅路径的包络线相乘的缩放系数维持为恒定，同时使与在相位路径的驱动信号相乘的缩放系数变化，由此控制功率。但是，无论在哪种动作模式中，都无需将不用于功率控制的一方的缩放系数(在压缩模式的情况下，为与相位调制RF信号相乘的相位路径缩放系数；在非压缩模式的情况下，为与振幅路径的包络线相乘的振幅路径缩放系数)维持为恒定，也可以为了PA103的输出的失真特性和噪声特性的改善、或者进行输出功率的校正而对其进行调整。实际上，如图7所示，发送功率控制单元107具有压缩模式用的缩放系数组和非压缩模式用的缩放系数组。在本实施方式的情况下，压缩模式用的缩放系数组和非压缩模式用的缩放系数组在模式转移区域中设有重叠(overlap)区域。重叠区域是，无论选择了压缩模式还是非压缩模式的哪种模式的情况下，都能够生成所需的输出功率的范围。以下具体地说明，虽然实际上，若具有如图7中的实线所示的振幅路径缩放系数与相位路径缩放系数，则能够实现压缩模式与非压缩模式，但是在本实施方式的情况下，通过除了以实线表示的缩放系数组，还具有以虚线表示的缩放系数组，扩展压缩模式的区域以及非压缩模式的区域，从而设置在压缩模式以及非压缩模式的任一种模式下都能够使PA103动作的重叠区域。10校正(calibration)区域是，在模式转移时有可能发送功率发生不连续，因而具有需要校正的可能性的输出功率范围。在本实施方式中，在该校正区域中，选择使发送功率不发生不连续的缩放系数S10和Sll，从而进行PA103的模式切换。这样，根据由发送功率控制单元107计算出的缩放系数S10和Sll，决定PA103在压缩模式下动作还是在非压缩模式下动作。以下说明一例缩放系数的计算方法。设功率表内的缩放系数如表1所示。<table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>这里，说明以下情况的相位路径缩放系数的计算方法，即在非压缩模式下正进行动作的极化调制发送装置IOO"将相位路径缩放系数设定为100并使PA103以-lOdBm输出，，时，发送功率控制单元107进行动作，并且判断为"由于与压缩模式动作下的输出功率电平之间的电平差为0.3dBm,所以提高PA103的输出功率"。根据表1，作为从非压缩模式动作时的相位路径缩放系数"100"的变化量，加上相当于输出功率电平的增加量"+0.3dBm，，的相位路径缩放系数的增加量"+3",使相位路径縮放系数为"103"。另夕卜，在将PA103的输出提高相当于"+ldBm，，的情况下，也可以不进行上述的计算，而可以直接参照与存储了缩放系数"100，，的"地址00，相邻的"地址003"。在本实施方式的情况下，功率校正环120的检测电路106、LPF10S以及ADC109只在必要的情况下才进行动作。具体而言，发送功率控制单元107基于所输入的TPC命令，将通断(on/off)控制信号S20输出到LPF108以及ADC109。例如，如图4所示，在TPC命令为表示如ldB、2dB、3dB等容许值严^^各的目标步长大小的TPC命令的情况下，输出接通控制信号作为开关控制信号S20。相对于此，在TPC命令为表示如4dB以上的容许值不严格的目标步长大小的TPC命令的情况下，输出关断控制信号作为开关控制信号SM。通过这样处理，能够使功率校正环120只在实质上需要的情况下才进行动作，因此能够降低功耗。如以上说明，本实施方式的极化调制发送装置IOO通过功率校正环120测定PA103的输出功率，同时选择振幅路径缩放系数Sll以及相位路径缩放系数SIO,由此能够抑制在发送功率变更时的PA103的输出功率的不连续(特别是模式转移时的不连续)。除此以外，本实施方式的极化调制发送装置100基于PA103的输出功率的平均值的变动量、以及振幅分量信号的输出功率的平均值的变动量，求从PA103的输出功率的平均值中去除了扩频调制造成的残余变动分量的功率估计值，并基于该功率估计值和发送功率控制信号，决定发送功率的设定目标值，从而控制发送功率，由此能够去除残余变动分量的影响而控制发送功率，因此能够提高发送功率控制的精度。(2)残余变动分量的去除接下来，详细地说明去除残余变动分量的方法。首先，参照图8和图9说明PA103的输出功率的平均值与振幅分量信号的输出功率的平均值之间的关系。图8为表示LPF108的输出波形(图中的实线)、ADC109的采样定时(图中的竖的虛线)、与在规定期间的采样值的平均值(图中的横的虚线)之间的关系的图。图9为表示振幅分量信号(AM路径信号)的、功率波形以及短时间的平均值的图。图8以及图9都表示在不受发送功率的变更以及装置(device)特性所造成的影响的情况下的波形。附带说明的是，对于检测电路106的输出而言，虽然根据检测电路106的电路结构的不同而产生规模(scale)的不同和噪声的影响等，但是与图9的实线所示的振幅信号分量信号(AM路径信号)的波形图案大致同样。具体而言，检测电路106的输出电压在0[V]附近和0.35[V]附近周期性地变动。该检测电路106的输出电压变动的周期性起因于基于在扩频单元110使用的扩频码的图案的扩频调制信号的基本周期。例如扩频码的基本周期为8码片周期的情况下，检测电路106的输出电压变动的周期为8码片周期(4码片的期间在O[V]附近，下一个4码片的期间在0.35[V]附近)，或者为其一半的4码片周期。另外，例如扩频码的基本周期为4码片周期的情况下，检测电路106的输出电压变动的周期为4码片周期(2码片的期间在0[V]附近，下一个2码片的期间在0.35[V]附近)，或者为其一半的2码片周期。从图8可知，LPF108的输出信号中残留有4dB宽度左右的变动，在图8中的3.66msec(亳秒)(码元边界)附近残留有10dB以上的变动。因为该变动使功率控制的精度劣化，所以在本实施方式中，去除这些变动分量。本实施方式的发送功率控制单元107对避开了图8中的3.66msec(码元边界)附近的、变动较大的定时的时间位置的采样值进行平均。实际上，在从码元边界开始经过调整(settling)期间(到LPF108的输出稳定为止的期间)为止不进行平均，使用在经过了调整期间后的LPF输出进行平均。另外，ADC109的采样周期设定得与上述4dB左右的变动的周期一致。在发送功率控制单元107中，通过对除了码元边界的位置以外的数个样本的ADC值进行平均，能够去除码元边界附近的较大的变动以及4dB宽度的变动的影响。但是，无法去除更低的频率的变动分量。在图8中，竖的虚线表示在4dB左右的变动的周期的整数倍(960kHz)的采样定时，横的虚线表示4个样本的平均值。平因为均化区间1的平均值L1、平均化区间2的平均值L2和平均化区间3的平均值L3都不一样，所以可知未能除去变动分量。将该微小的变动分量称为残余变动分量。发明人为了去除该残余变动分量，着眼于振幅分量信号。图9表示振幅分量信号(AM路径信号)，横轴表示时间，纵轴表示振幅分量的瞬时功率。为了明确在该振幅分量信号中是否包含上述残余变动分量，以横的虚线分别表示与图8的平均化区间1、2、3对应的、对平均化区间1、2、3的振幅分量信号进行了平均化的值。这里，什么样的电路都可以用于对振幅分量信号进行平均，例如使用FIR滤波器、IIR滤波器，或者只在必要的区间进行加法运算的加法器等即可。例如，作为平均化单元lll，使用如图IO所示的FIR滤波器或者如图ll所示的IIR滤波器即可。图IO表示使用抽头数为256、抽头系数p(O)~p(255)都为1的FIR滤波器的例子。这里，根据振幅分量信号的采样频率、ADC109的采样周期、以及ADC109的平均化样本数来求抽头数，以使其与在图8说明的ADC109的4个样本的区间对应即可。作为一例，设振幅分量信号的采样频率为61.44MHz、ADC10913的采样周期为960kHz、以及ADC109的平均化样本数为4,则FIR滤波器的抽头数可根据下式求出。(FIR的抽头数)=(ADC的平均化样本数)x(振幅分量信号的采样频率)/(ADC的采样周期)=4x61.44MHz/960kHz=256另外，在振幅分量信号的采样频率为61.44MHz，因此将FIR滤波器的抽头数设为256的情况下，FIR滤波器的时钟频率CLK被设定为61.44MHz即可。另一方面，FIR滤波器的乘法器较大地占据基板上的设置面积，因此抽头数的削减是本领域的技术人员的共同的课题。但是，在本实施方式中，也可以将在乘法器用于相乘的滤波器系数都设为1，由此FIR滤波器可以用加法器构成。因此，即使抽头数增加，设置面积也不会大幅度地增加。图11表示使用IIR滤波器来代替图10的FIR滤波器时的构成例。在图11中，例如，与图IO的情形同样地将时钟频率CLK设定为与振幅分量信号的采样频率相同的61.44MHz,前馈的系数aOa255设定为1,反馈的系数blb255设定为255/256即可。但是，该设定值只是一例，并不限于此。^v图9可知，平均化区间1、2、3的平均值，在平均化区间1、2、3之间略微变动。因为该图为不存在装置的偏差等的影响时的波形，所以平均值的变动起因于振幅分量信号本身所包含的变动分量。对于该变动分量而言，由于扩频图案、以及扩频码的增益因子，在扩频调制后的振幅分量信号中，包含有宽带的变动分量，短时间的平均化无法去除较低的频率分量的变动。因此，在不存在装置的特性的影响的情况下，如图8所示，规定时间内的PA103的输出功率的LPF后的平均值也因平均区间而变动。以下论述上述LPF后的平均值所包含的残余变动分量、与振幅分量信号所包含的残余变动分量之间的相关。在上面，虽然着眼于某个特定的码元的特性，但是这里，着眼于也包含在其它码元的特性的、相当于一帧的特性，对LPF后的平均值所包含的残余变动分量、与振幅分量信号所包含的残余变动分量进行比较。图12表示在一帧中提取出的各个码元中的LPF输出的、第一次的ADC采样区间(例如图8的平均化区间1)的平均值Ll与第二次的ADC采样区间(例如图8的平均化区间2)的平均值L2之间的残余变动分量，图中，横轴表示在一帧中的码元的位置，纵轴表示残余变动分量的大小。图13表示在一帧中提取出的各个码元中的振幅分量信号的、第一次的平均区间(例如图9的平均化区间1)的平均值与第二次的平均区间(例如图9的平均化区间2)的平均值之间的残余变动分量，图中，横轴表示在一帧中的码元的位置，纵轴表示残余变动分量的大小。在这些图中，同一码元位置中的、LPF后的平均值所包含的残余变动分量与振幅分量信号所包含的残余变动分量具有相同的特性，因此可预想在它们之间相关关系成立。图14为将一帧的各个码元中的、振幅分量信号所包含的残余变动分量标绘在横轴上，LPF后的平均值所包含的残余变动分量标绘在纵轴上的图。这里，在各个残余变动分量之间不存在相关关系时，标绘的分布呈随机性，但是在图14中，分布在具有某种斜率的直线的附近，由此能够视为在两个残余变动分量之间存在相关关系。这里，设相关系数为C，则通过根据下式求将图14的分布直线近似了的直线的斜率，能够得到相关系数C。相关系数O(LPF后的平均值所包含的残余变动分量的变化量)/(振幅分量信号所包含的残余变动分量的变化量)因此，若使用计算机仿真或已知信号区间等预先求该相关系数C，则根据振幅分量信号求残余变动分量(由平均化单元111得到的平均值的差)，并将其与相关系数C相乘，由此能够估计LPF后的平均值所包含的残余变动分曰f。因此，通过/人PA103的输出功率的平均值的变动量中减去上述LPF后的平均值所包含的残余变动分量的估计值，能够求去除了残余变动分量造成的影响的功率估计值。也就是说，发送功率控制单元107使用将发送功率控制信号作为地址参照表而得到的缩放系数的原来的值、以及缩放系数的修正值，计算最终的缩放系数S10和S11,所述缩放系数的校正值如下求出从PA103的输出功率的平均值的变动量中，减去将振幅分量信号的输出功率的平均值的变动量与相关系数C相乘而得到的值，根据所得到的减法运算结果(也就是去除了由于扩频调制产生的残余变动分量的功率估计值)求出。图15是表示一例相关系数C的计算方法的流程图。在步骤S201~S206中，计算在规定时间内从极化信号生成电路101输出的振幅分量信号(AM路径)的输出功率的平均值Pam!—avg，在步骤S207中，使用算式log(Pamlavg)-Pam,，使输出功率的单位变换为dB。另外，在上述的例子的情况下，图15中的参数m设定为m='256，，参数n设定为n='4，。同样地，在步骤S208S213中，计算从极化信号生成电路101输出的振幅分量信号的输出功率的平均值PAM2一avg，在步骤S214中，使用算式log(PaM2—avg)=PaM2,使输出功率的单位变换为对数。在步骤S215中，从Pam2中减去Pamp从而算出从极化信号生成电路101输出的振幅分量信号的残余变动分量F崖。在步骤S221~S226中，测定规定时间内的ADC109的输出结果的平均但Padcp同样地，在步骤S227S232中，测定规定时间内的ADC109的输出结果的平均值PADC2。在步骤S233中，从PADC2中减去PADd，从而算出残余变动分量FADc。另外，在LPF108以及ADC109中，因为输出功率的单位被变换为对数，所以对于Padc2以及PadC1不设置与步骤S207以及步骤S214对应的步骤，在步骤S233中，通过从P旭C2中减去PADd而算出残余变动分量F"adc。最后，在步骤S234中，通过将残余变动分量Fadc除以残余变动分量Fam,算出相关系数C。相关系数C对于将用于构成HSUPA信号的DPDCH信号、DPCCH信号、以及HS-DPCCH信号，与扩频码相乘时的增益因子Betaratioc(Be)、Betaratiod(Bd)、Betaratiohs(Bhs)的所有的Betaratio的组合，既可以只准备一个共用的系数，也可以准备与增益因子的組合对应的多个相关系数C。另外，也可以改变多个码元、多个增益因子的组合、各个码元内的平均化区间等的条件，在各种各样的条件下算出相关系数C,并将其平均值作为相关系数C使用。发送功率控制单元107基于发送功率控制命令、PA103的输出功率的平均值的变动量、以及振幅分量信号的输出功率的平均值的变动量，控制极化调制发送装置100的发送功率。(3)动作接下来，参照图16说明如上构成的极化调制发送装置100的动作。图16是用于说明当前的模式为压缩模式时的极化调制发送装置100的动作的流程图。极化调制发送装置100在步骤S301中，4全测由未图示的通信对方指示的功率的变化量AP,在步骤S302中，判定变化量AP是否为O以上，如果变化量AP为0以上(步骤S302:"是，，)，则判断为能够继续进行压缩模式，并转移到步骤S340,使功率变化相当于AP的量。相对于此，在步骤S302,如果变化量AP小于O(步骤S302:"否")，判断是否切换为非压缩模式(步骤S303)，在判定为不进41^莫式变更(步骤S303:"否")时，转移到步骤S340,使功率变化相当于AP的量。另一方面，在步骤S303中，判定为变更为非压缩模式(步骤S303:"是")时，发送功率控制单元107判断为需要由功率校正环102进行反馈控制，并转移到步骤S304。极化调制发送装置100在步骤S304中，接通测定系统的电源，并转移到步骤S305和步骤S321。在步骤S305-S310中，测定压缩模式下的PA103的输出功率的平均值Pcur,在步骤S311中，将模式从压缩模式变更为非压缩模式，并在步骤S312，使功率变化相当于△P的量。然后，在步骤S313S318中，测定非压缩模式下的PA103的输出功率的平均值P吣另一方面，在步骤S321-S327中，测定在压缩模式的期间从极化信号生成电路101输出的振幅分量信号的输出功率的平均值PAM，r。然后，在步骤S311中，将模式从压缩模式变更为非压缩模式，并在步骤SM2，使功率变化相当于AP的量。其后，在步骤S328-S334中，测定在非压缩模式的期间从极化信号生成电路101输出的振幅分量信号的输出功率的平均值PAM—tar。在步骤S319中，使用Pcur、Ptar、PAM_CUr、P細Jar、以及相关系数C,发送功率控制单元107进行误差校正，从而计算P，tar_Set。误差校正结束后，在步骤S320中，关断测定系统的电源。图17是用于说明当前的模式为非压缩模式时的极化调制发送装置100的动作的流程图。在图17中，对于与图16相同的步骤，赋予相同的标号，并省略该说明。在图17中，在步骤S341中判定变化量AP是否为0以下，取代图16的步骤S302,在步骤S342中，将模式从非压缩模式变更为压缩模式，取代图16的步骤S311。另外，虽然在上述说明中，没有明确表示第一次以及第二次的功率测定17的定时与码元边界的定时之间的关系，但是也能够适用于第一次的功率测定的定时在码元边界之前，而第二次的功率测定的定时在码元边界之后的情况。另外，还能够适用于第一次的功率测定的定时在码元边界之前，而第二次的功率测定的定时在码元边界之后的情况。附带说明的是，虽然若着眼于某个信道则以时隙单位进行发送功率的变更，但是根据信道间的时隙定时的关系而以码元单位进行，因此码元边界是指有可能进行发送功率的变更的定时。根据本实施方式的结构，也能够适用于在码元边界的前后(3条件不同的情形。例如，在HSUPA信号中，在码元边界的前后，振幅分量信号所包含的变动分量不同。因此，通过基于码元边界的前和后的PA103的输出功率的平均值的变动量，以及码元边界的前和后的振幅分量信号的平均值的变动量，控制发送功率，能够即使在第一次的功率测定的定时在码元边界之前，而第二次的功率测定的定时在码元边界之后的情况下，也去除因在码元边界的前后振幅分量信号所包含的变动分量不同而变动的残余变动分量的影响。另外，还能够适用于第一次的功率测定的定时在码元边界之前，第二次的功率测定的定时在码元边界之后，并且在码元边界的前后(3比不同的情况。例如，在HSUPA信号中，在码元边界的前后(3比不同时，在码元边界的前后振幅分量信号所包含的变动分量不同。因此，通过基于P比的变更前和变更后的PA103的输出功率的平均值的变化量，以及卩比的变更前和变更后的振幅分量信号的平均值的变动量，控制发送功率，能够即使在第一次的功率测定的定时在码元边界之前，第二次的功率测定的定时在码元边界之后，并且在码元边界的前后(3比不同的情况下，也去除因P比不同而变动的残余变动分量的影响。(4)效果如上所述，根据本实施方式，设有检测振幅分量信号的功率的平均值的平均化单元111，基于PA103的输出功率的平均值的变动量、以及振幅分量信号的功率的平均值的变动量，控制发送功率，由此即使在PA103的输出功率的平均值中包含残余变动分量时，也能够去除该残余变动分量的影响而控制发送功率，因此能够提高发送功率控制的精度。也就是说，因为能够抑制起因于残余变动分量的功率的估计精度的劣化，所以也能够满足例如必须将发送功率的误差收纳在+/-0.5dB等严格的要求。另外，发送功率控制单元107预先设定了表示PA103的输出功率的平均值所包含的残余变动分量、与振幅分量信号的发送功率的平均值所包含的残余变动分量之比的相关系数C，并使振幅分量信号的输出功率的平均值与相关系数C相乘，由此求残余变动分量。然后，通过/人PA103的输出功率的平均值中减去求出的残余变动分量，求功率估计值，并根据该功率估计值控制发送功率，因此能够排除PA103的输出功率的平均值所包含的残余变动分量的影响，从而确实地提高发送功率控制的精度。另外，在用于4全测PA103的输出功率的平均值的LPF108以及用于检测振幅分量信号的输出功率的平均值的平均化单元111中，使用时间常数相等的低通滤波器或者积分器，由此能够确实地将PA103的输出功率的平均值所包含的残余变动分量与振幅分量信号的输出功率的平均值所包含的残余变动分量一致。这是因为，检测PA103的输出功率的平均值的LPF108的时间常数，以及在平均化单元111使用的低通滤波器或者积分器的时间常数用于决定所检测的信号的截止频率，因此若这些时间常数不同则残余变动分量的估计精度劣化。附带说明的是，时间常数的容许范围虽然因装置的设计精度和温度的偏差的范围等不同，但是优选收纳在±10%左右。2007年1月12日申请的美国暂时申请案60/880,055号所包含的公开内容，全部引用于本申请。工业实用性本发明适用于发送极化调制信号的无线发送装置。19权利要求1.极化调制发送装置，包括极化信号生成电路，根据输入信号生成振幅分量信号和相位分量信号；相位调制信号生成电路，根据所述相位分量信号生成RF相位调制信号；功率放大器，基于缩放后的所述振幅分量信号，放大缩放后的所述RF相位调制信号；第一平均化单元，检测所述功率放大器的输出功率的平均值作为第一平均值；第二平均化单元，检测所述振幅分量信号的功率的平均值作为第二平均值；以及发送功率控制单元，基于所述第一平均值的变动量和所述第二平均值的变动量，求去除了所述第一平均值所包含的残余变动分量的功率估计值，并基于该功率估计值控制发送功率。2.如权利要求1所述的极化调制发送装置，所述发送功率控制单元具有表示所述第一平均值所包含的残余变动分量与所述第二平均值所包含的残余变动分量之比的相关系数，使用所述第二平均值以及所述相关系数，求所述第一平均值所包含的所述残余变动分量。3.如权利要求1所述的极化调制发送装置，.所述第一平均化单元和所述第二平均化单元将平均化区间设定得相等。4.如权利要求1所述的极化调制发送装置，所述第一平均化单元和所述所述第一平均值和所述第二平均值。5.如权利要求1所述的极化调制发送装置，还包括扩频调制信号生成单元，生成通过扩频码扩频后的扩频调制信分量信号。6.如权利要求5所述的极化调制发送装置，所述扩频调制信号为高速上行链路分组接入信号即HSUPA信号，在HSUPA信号的(3比变更的情况下，所述发送功率控制单元基于卩比变更前和变更后的所述第一平均值的变动量、以及(3比变更前和变更后的所述第二平均值的变动量，控制发送功率。7.如权利要求1所述的极化调制发送装置，所述功率放大器具有压缩模式和非压缩模式的动作模式，在所述功率放大器的动作模式变更的情况下，所述发送功率控制单元基于^f莫式变更前和;漠式变更后的所述第一平均值的变动量、以及^t式变更前和模式变更后的所述第二平均值的变动量，控制发送功率。8.极化调制发送装置的发送功率控制方法，包括以下步骤检测功率放大器的输出功率的平均值作为第一平均值；检测振幅分量信号的功率的平均值作为第二平均值；以及基于所述第一平均值的变动量和所述第二平均值的变动量，求去除了所述第一平均值所包含的残余变动分量的功率估计值，并基于该功率估计值控制发送功率。全文摘要设有检测振幅分量信号的功率的平均值的平均化单元(111)，基于功率放大器即PA(103)的输出功率的平均值的变动量、以及振幅分量信号的功率的平均值的变动量，控制发送功率，从而即使在PA(103)的输出功率的平均值中包含残余变动分量时，也能够去除该残余变动分量的影响而控制发送功率，因此能够提高发送功率控制的精度。也就是说，因为能够抑制起因于残余变动分量的功率的估计精度的劣化，所以例如也能够满足将发送功率的误差必须收纳在+/-0.5dB内等较严格的要求。文档编号H03F3/24GK101578762SQ20088000163公开日2009年11月11日申请日期2008年1月11日优先权日2007年1月12日发明者加里·多,松冈昭彦,漆原伴哉,韦恩·李申请人:松下电器产业株式会社