专利名称：用于消除检测电路中的信号的反射部分的方法
技术领域：
本发明涉及射频信号传输领域，特别涉及一种用于用于消除检测电路中的信号的 反射部分的方法。
背景技术：
众所周知，在将射频信号发射器和射频信号接收器联系起来的电信系统中，必须 保证最好的服务质量。例如，在数字信号传输的情况下，这个条件要求二进制的差错率总是 保持在特定的值以下。为了满足这个接收条件，就要保证在任何时刻所接收到的信噪比都 要大于预定的值。为了提高发射的射频信号的功率，就要在发射器中安装功率放大器。在这种情况 下，例如在GSM(Global System for Mobil Communication)型蜂窝式网络的移动终端和基 站之间的通信的情况下，这种功率放大器的目的在于发送的功率足够强，以使相应的基站 能够按照规定进行正确地接收。为此，当这个基站距这个终端的距离远到基站接收到的功 率太小或者接收不到这个终端的通信的信息时，这个基站就向终端发送指示；基站决定以 大的功率发射。已经知道，这样就在发射器中用功率伺服环的方式对放大器进行伺服，调整放大 器输出处所发射的射频信号的功率。更确切地说，发射器所生成的射频信号被提供到放大器输入处。功率环中有检测 电路，检测电路中有耦合装置，用来抽取一部分功率放大器的输出信号。这个抽取出来的射 频信号表征了输出信号，在通过检测单元的二极管时得到整流，生成检测直流电压电平。然 后借助于一个置于检测电路输出处的比较单元，将这个检测电压和参考电压比较。在没有 达到参考电压时，比较单元就影响功率放大器以增加输出信号的功率的值。然而，有时在发射器中在和输出信号传输的方向的相反方向上有干扰射频信号， 例如可以是发射器的不匹配的天线所反射的功率，就是说有大的T0S(驻波比)。这种干扰 信号同样成为检测电路的耦合装置所抽取信号的一部分，加在从输出信号抽取的信号中， 生成了失真，使得检测电压不再是输出信号的真实图形(image)。这种不良的检测降级了放 大器的伺服控制。这可以导致发射器的功率过分消耗，或可以导致发射信号传输的性能变 坏。在现有技术中，某些发射器在相对于反射功率传输的方向而言的功率环路的上游 装有环路器。这个环路器是单向性的，允许发射信号通过而消除反向传输的反射信号。这样的环路器是一种昂贵的部件。而且由于其体积大，难于在某些小体积的发射 器中安装，例如不能在便携式的无线电话机中安装。
发明内容
本发明的目标在于提供一种用于消除检测电路中的信号的反射部分的方法。为此，本发明提供一种用于消除检测电路中的信号的反射部分的方法，该方法包 括对所述信号的反射部分的分量和所述信号的非反射部分的分量各加权各自的增益分 量，所述各自的增益分量具有的值被选取为使得所述信号的反射部分的分量的幅度在所述 检测电路的指定的节点处相等，并且所述信号的非反射部分的分量的幅度在所述指定的节 点处不相等；以及对所述信号的反射部分的分量和所述信号的非反射部分的分量各移相各 自的选取的值，以使得所述信号的反射部分的各个分量的相位在所述指定的节点处相反。此外，本发明还提出一种功率伺服环，尤其用来控制功率放大器，其中有一个检测 电路，这个检测电路中有——稱合装置，用来抽取射频信号，——检测单元，用来传送检测信号，其所传送的检测信号部分地表征了耦合装置 所抽取的第一射频信号，其中，在检测电路中还包括，在耦合装置和检测单元之间的检测控 制装置，该检测控制装置用来基本上消除耦合装置所抽取的“干扰”第二射频信号，以使检 测信号全部表征第一射频信号。根据本发明的控制装置是集成在检测电路中的，不再需要如现有技术那样在功率 伺服环的上游(upstream)加一环路器。根据本发明的一种优选实施方式，检测电路在耦合装置的输出处可以有连接到检 测支路的第一输出支路和第二输出支路，检测支路中有检测单元，而每条支路分别用来传 输抽取的干扰信号的各自的分量。检测控制装置中可以有插入第一输出支路的第一移相装 置和插入第二输出支路的第二移相装置。第一移相装置和第二移相装置所引入的相移与前 述的分量的基本上相反。借助于根据本发明的移相装置，抽取的干扰信号分量就在相位上得到反相，从而 在检测支路中被消除。优选地，在根据本发明的第一移相装置与第二移相装置的每一个中都具有一个和 电容耦合的电感。这样在根据本发明的控制装置中，各分立部件都是很便宜的，并易于在便携式的 设备中集成，还可以方便地加在已有的环路中。在该实施方式中，在第一输出支路中可以有一条主支路和一条副支路，主支路引 向检测支路，且有所述电感中的第一个电感，而副支路在接地和与相应的主支路相连的一 点间有所述电容中的第一个电容。第二条输出支路中也可以有一条主支路和一条副支路， 其中的主支路引向检测支路，且带有所述电容中的另一个电容，和第一个电容大体上相同， 而副支路中含有所说的所述电感中的另一个电感，大体上等于第一个电感，位于接地面与 相应的主支路连接的点之间。相当方便，在检测控制装置中可以有一个衰减器，位于一条输出支路中，使得抽取 出来的干扰信号的两个分量的振幅更容易相等从而被消除。优选地，在耦合装置中可以有移相装置，能使抽取的射频信号移相。本发明还提出一种射频信号放大电路，其中有一个功率放大器和一个如前述的放 大器的功率伺服环。
本发明还提出一种射频信号发射器，其中有射频信号发射装置，并装有前面所描述的放大电路。优选地，根据本发明的发射器是选自便携式无线电话站、个人数字助理和便携式 计算机。根据本发明的便携式无线电话站可以是下列类型的蜂窝式电话的某一种 GSM 类型、DCS(Digital Communication System)类型、或 UMTS(UniversalMobil Telecommunication System)类 型、 还可为 DECT(Digital EuropeanCordless Telecommunication) gM白勺舌。
阅读后面的描述及附图可以更好地理解本发明。这些说明和图仅是为了说明本发 明，而不是对本发明的限制。这些图是图1示出根据本发明的功率环的检测电路的一种实施方式；图2示出根据本发明的放大电路的一种实施方式；图3示出根据本发明的便携式无线电话终端的一种实施方式。
具体实施例方式图1示出根据本发明的功率环的检测电路100的一种实施方式。检测电路100中有—稱合装置1，混合定向耦合器类型，具有移相装置11、12、13，用来抽取按照各 自适当的抽取增益因子A、G2, G3加权的射频信号、并且将所述信号分别移相Δφι、Δφ2和 Δφ3;—所述第一输出支路B1和第二输出支路B2，都接于所述检测支路B3的一个交叉 连接点Α，检测支路 中有检测单元3，该检测支路3中有整流二极管31和并联的电阻32 且与电容器33连接，然后接于地M3 ；以及——检测控制装置，其中有——第一移相装置21，插入第一输出支路B1中，用来对射频信号移相-Δφο，还有第 二移相装置22，插于第二输出支路Β2中，用来对射频信号进行移相Δφ0，移相装置21和22 的每个中分别有各自的电感210、220，和各自的电容211、221耦合。—衰减器4，具有适当的衰减增益因子G4,例如置于第二输出支路B2中、在第二 移相装置22和耦合装置1之间的衰减器4。更详细地说，在第一输出支路B1中有一条主支路Bla和一条副支路Blb。主支路中 有第一电感210，接到检测支路B3的连接点A上；副支路Blb中有第一电容211，位于地M1和 相应的主支路Bla的连接AP1间。同样，在第二输出支路中也有一条主支路B2a和一条副支 路B2b。主支路B2a中有电容221，大体上和第一电容器211相同，接于第三支路B3的接点 A ；第二副支路B2b中有另一个电感220，大体上和第一电感210相同，位于地M2和与相应的 主支路B2a的连接点P2间。现在，根据由功率放大器(未画出)发出的并沿ζ轴传输的称为输入功率的射频电流Iin的路径，以及例如为一无线(未画出)反射电流且沿Z'轴传输的干扰功率射频电 流Im的路径来描述环路的动态运行。在输出支路B2a的输入处抽取的输入电流分量Iin和抽取的反射电流分量IMfl分
别写作
Iini=G1 X Iin eG Δφ,)
Irefl=G2 X lrefeG Δφ2)在第一移相装置21的输出处，这两个电流变为
I1inI=G1 X Iin e(j Δφ]-Δφ0)
IVen=G2 χ Iref eG Δφ2-Δφ0)在输出支路B2b的输入处，抽取的输入电流的分量Iin2及抽取的反射电流分量IMf2
分别写作
Iin2^G2 X Iin eG Δφ2)
IreO=G3 X Iref eG Δφ3)在通过衰减器4和第二移相装置22之后，这些电流变为
I1in2=G4 X G2 X Iin e(j Δφ2+Δφ0)
rref2=G4 X G3 X Irefe(iA(p3+Acp0)在A点的总电流可以写作I = I' refl+I' ref2+I' int+Γ in2
=IreftG4 X G3 e(j Acp3+Acp0)+G2 e(j 厶φ2-Δφ0)]
+IintG4 X G2 &Q Δφ2+Δφο)+θ! e^ Δφ,-Δφ0)]一般选取G4，使之满足于在A点抽取的反射电流的两分量I ‘ refl和I ‘ ref2的幅 度相等这一条件，这个条件由式G4XG3 = G2给出，由此得G4 = G2/G3 最好选取G3在-IOdB到-14dB之间，G2在_20dB到_25dB之间。例如对于G3 =-IOdB 和 G2 = -20dB,则 G4 等于-10dB。 同时，选取Δφο，使抽取的反射电流的两个分量I ‘ refl和IMf2在A点的相位相反， 由式<formula>formula see original document page 8</formula>给出这一条件。优选地，选取Acp1=Atp3=O及Δφ2= π /2，这是惯用的耦合器特性。于是得到Δφ0=π/4ο这样，调整电感和电容的值，以在环路中运行的射频域中给出该相移。例如，在通 常使用的射频频带中(例如900MHz或1800MHz)，电容值约为10PF，电感值约为5nH。对于装置11、12、13、21、22的相移值的选取，要使抽取的输入电流在A点的分量 I' inl和Γ in2反相。G1^ G2就是一条必须补充的条件以保证抽取的输入电流不会消失。 在实际中，总是选取G1比G2大许多，因为这是在无线电话中使用的耦合特性。最后，总电流为<formula>formula see original document page 8</formula>由于G1 >> G2，幅度G22XGf1的分量I ‘ inl和幅度G1的分量I ‘ in2相比可以略 去不计。例如取G1等于G3。总电流I在经过二极管31以后得到整流，成为检测直流电压Vdrt <formula>formula see original document page 8</formula>借助于本发明的装置，这个电压就能很好地表达所抽取的输入电流检测电路 100的效果就非常好。图2示出根据本发明的放大电路的一种实施方式。其中含有根据本发明的带有如 图1所描述的检测电路100的功率伺服环10，还有一个放大器200。功率放大器200，例如为以非线性方式运行的晶体管，接收要放大功率的射频电 流，这个电流来自上游的处理单元。在GSM型电话方面，以声波传播的话音转换成为模拟电 流，然后转换成数字电流，此间借助于一个调制器(未画出)经历了相位调制和可能的幅度 调制。如前面所看到的那样，这个电流要经过功率放大，以使基站(未画出)能接收到。在 调制器输出处，这个电流由前置放大器(未画出)进行前置放大。于是放大器200输出的电流、流向天线300，以和相应的基站建立连接。功率环10还连接到放大器200的输入处201，该输入接收放大器偏置电压的控制。在电路100的检测单元(见图1)的输出处有检测电压Vdet，提供给传统的比较单 元400的输入处。传统的比较单元400中有两个电阻41、42，每个电阻分别和运算放大器44的一个 输入端相连。电容器43和运算放大器并联，其一端和第一个电阻41连接，而这个电阻接于 检测单元的输出处，电容器的另一端和运算放大器的输出相连。第二个电阻42在其另一端 和比较单元400的第二输入端相连，而这第二输入端是和数_模变换器7相连，而数-模变 换器的输入端是和微控制器5相连，后者还和一个存储器6相连。放大器200的输出和比较单元400的输出相连。后者接在功率放大器200的偏置 电压的控制的输入201。由微控制器5来控制输出功率调整。在存储器6中有一个对应表，将多个应发射 器的功率值(例如33dBm)和多个相应的数值对应起来。这样要发射33dBm的功率和预定的数值对应起来。转换器7将这个数值转换成相应的参考模拟信号，并将一个参考电压Vref 加到比较器400的输入端上。当检测单元输出的电压Vdet小于运算放大器44的第一端上的Vref时，比较单元400就输出正的递增直流电压，作用于放大器200的偏置电压，于是就使电压Vdrt增加直到Vref。在功率环路10中安装比较单元400就是为了使功率调节到所需要的电平。图3示出根据本发明的便携式射频终端的一种实施方式500，例如为GSM型。其中 有一个天线300及外壳301，外壳内有已经调制的射频信号发射装置30，这个信号发射装置 30与如图2所描述的那种根据本发明的放大电路20相连，放大电路20中含有如图1中所 描述的那种带有检测电路100的功率伺服环路10。当然，本发明并不限于上面所描述的实施方式。所有的相移参数及抽取因子及衰减因子等数值以及衰减器的位置都是为了说明 给出的。另外，完全可以将根据本发明的便携式终端的天线插入终端的外壳内。
权利要求
一种用于消除检测电路中的信号的反射部分的方法，该方法包括对所述信号的反射部分的分量和所述信号的非反射部分的分量各加权各自的增益分量，所述各自的增益分量具有的值被选取为使得所述信号的反射部分的分量的幅度在所述检测电路的指定的节点处相等，并且所述信号的非反射部分的分量的幅度在所述指定的节点处不相等；以及对所述信号的反射部分的分量和所述信号的非反射部分的分量各移相各自的选取的值，以使得所述信号的反射部分的各个分量的相位在所述指定的节点处相反。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述信号的反射部分的分量包括第一反射分量和第二反射分量。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述信号的非反射部分的分量包括第一非反射分 量和第二非反射分量。
4.根据权利要求2所述的方法，其中所述加权还包括对所述第一非反射分量加权第一增益因子(G1)以提供第一加权后的非反射分量； 对所述第一反射分量加权第二增益因子(G2)以提供第一加权后的反射分量； 对所述第二非反射分量加权所述第二增益因子(G2)以提供第二加权后的非反射分量；以及对所述第二反射分量加权第三增益因子(G3)以提供第二加权后的反射分量。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述加权还包括对所述第二加权后的非反射分量 和所述第二加权后的反射分量加权第四增益因子(G4)，其中Gi、G2、G3以及G4的值被选取为使得G1和G2的值不相等、而G2的值为G3乘以G4所 得的值。
6.根据权利要求5所述的方法，其中所述移相还包括对所述第一加权后的非反射分量移相第一移相值Acp1，以提供第一加权并移相后的非 反射分量；对所述第一加权后的反射分量移相第二移相值Δφ2，以提供第一加权并移相后的反射 分量；对所述第二加权后的非反射分量移相所述第二移相值Δφ2，以提供第二加权并移相后 的非反射分量；以及对所述第二加权后的反射分量移相第三移相值Δφ3，以提供第二加权并移相后的非反 射分量。
7.根据权利要求6所述的方法，其中所述移相还包括对所述第一加权并移相后的非反射分量和所述第一加权并移相后的反射分量移相第 四移相值-Δφ0;以及对所述第二加权并移相后的非反射分量和所述第二加权并移相后的反射分量移相第 五移相值Δφ0，其中Δφ0、Δφ2和Δφ3的值被选取为使得(Δφ3+Δφ0)-(Δφ2-Δφ0)=π。
8.根据权利要求7所述的方法，其中Δφ0、Δφ,Λ的值被选取为使得 Δφ_Δφ3的值为零、Δφ2的值为^!/^、而八^^的值为ji/4。
9.根据权利要求1所述的方法，其中在所述检测电路的检测单元的输入处提供所述指 定的节点。
10.根据权利要求9所述的方法，其中所述第一加权并移相后的非反射分量、所述第 二加权并移相后的非反射分量、所述第一加权并移相后的反射分量、以及所述第二加权并 移相后的反射分量在所述指定的节点处提供组合后的总电流，并且所述组合后的总电流被整流以提供直流(DC)检测电压(Vdet)。
11.根据权利要求10所述的方法，该方法还包括使用Vdrt来控制功率放大器的功率电平。
全文摘要
本发明涉及的是一种用于消除检测电路中的信号的反射部分的方法，该方法包括对所述信号的反射部分的分量和所述信号的非反射部分的分量各加权各自的增益分量，所述各自的增益分量具有的值被选取为使得所述信号的反射部分的分量的幅度在所述检测电路的指定的节点处相等，并且所述信号的非反射部分的分量的幅度在所述指定的节点处不相等；以及对所述信号的反射部分的分量和所述信号的非反射部分的分量各移相各自的选取的值，以使得所述信号的反射部分的各个分量的相位在所述指定的节点处相反。
文档编号H03F1/34GK101807947SQ201010141959
公开日2010年8月18日 申请日期2003年2月18日 优先权日2002年2月19日
发明者皮埃尔·克洛齐杰, 米开尔·波利克恩 申请人:Ipg电子504有限公司