用于对ac外部电源传送到负载的电量进行控制的设备的制作方法

专利名称：用于对ac外部电源传送到负载的电量进行控制的设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及一般的电子控制系统及系统，尤其是涉及照明控制电路及系统。
背景技术：
存在有多个应用，这些应用希望对传送到负载的电能的平均值进行控制。这种应 用的一个例子就是利用调光器来控制灯的输出。调光器的典型功能就是对通过负载的电流 传导性进行控制。可控传导设备与AC线电压相同步，并且对可控传导设备进行控制以使其 在AC线电压的每半个周期中的预定间隔内是可传导的。也就是说，负载仅在AC线电压半 周期的一部分内接收电能(导通)。传导时间越长，传送到负载的电能越多。由于相同的逻 辑，传导时间越短，传送到负载的电能越少。主要存在两种用于对诸如照明负载这样的AC负载进行控制的方法，即前相控制 和逆相控制。可控传导设备是其传导性是由外部信号来控制的一设备。这些设备包括诸如 金属氧化物半导体场效应晶体管(M0SFET)、绝缘栅二级管(IGBT)、二级结型晶体管(BJT)、 三端双向可控硅器件、可控制硅整流器(SCR)、中继器、开关、真空管等等这样的设备。这两 种方法利用可控传导设备的可传导和不可传导状态来控制负载上的电能，并且使可控传导 设备的传导性和不可传导性与AC线电压源的过零相同步。如图13所示的前相控制方法使可控传导设备与AC外部电源相同步，并且将可控 传导设备控制为在AC线电压半周期的第一部分内是不可传导的，此后将可控传送设备控 制为在AC线电压半周期的剩余部分内是可传导的。在逆相控制的方法中，如图14所示，相 对于时间而言使不可传导和可传导的周期反转。也就是说，对可控传导设备进行控制以使 其在AC线电压半周期的第一部分期间是可传导的，之后是相同半周期的不可传导周期。逆 相控制方法经常被用于对诸如电子变压器这样的电容性负载进行操作。在基于前相控制的控制系统中，可控传导设备通常是三端双向可控硅器件或SCR。 可对这些设备进行控制以使其是不可传导的或者是可传导的。然而，如果对这些设备进行 控制以使其是可传导的，仅仅能通过使流过这些设备的电流达到零而使其是不可传导的。 由于这个特性，这类可控传导设备不用于基于逆相控制的控制系统，该系统需要具有可启 用和禁止传导的能力。电子控制设备必须获得电源以便为其相关的电子设备提供电能。此外，许多控制 设备需要与定时信息有关的线性频率。仅具有两个电源终端的控制设备具有与AC外部电源的一带电线相连的这些终端中的一个(带电端)以及与负载的第一终端相连的其他终端 (微弱的带电端)。具有这种连接的控制设备通常被称为“两线”控制。与其负载串行连接 的两线控制设备必须对其电源充电并且通过该负载获得了定时信息。该负载通常具有很宽 范围的输入阻抗。因而，在两线连接方案中兼顾了电源的操作和定时电路。然而，当在其不 使用中性线的一应用中对控制设备敷设导线时，两线连接是必需的。与带电线、负载、以及中性线相连的控制设备通常被称为“三线”控制。当AC外部 电源的中性线用于连接控制设备的一中性端时，获得了与相连的负载无关的电源和过零信 息，由此提高了性能。在许多应用中，不使用AC外部电源的中性线。因此，需要可正确操作 的一控制以作为两线控制或三线控制，由此使得控制可用在其具有更大灵活性的宽范围的 应用领域中。用于将诸如AC线电压这样的高压电源衍变成非绝缘的低压电源的现有技术使用 诸如猫耳电源这样的电路。该系统可在线电压过零时或接近线电压过零时进行传导，以便 对储能电容器进行重新充电。该系统通常在从线电压过零开始的大约1微秒范围内进行适 当操作。时间窗之外的操作可消除电源中的过多电能。相对于提供给相连DC负载的平均电流而言，猫耳电源具有相对高的波峰输入电 流和较高的平均输入电流。当所提供的这种技术用于两线模式下的与相位控制调光器相连 的电子低压(ELV)负载型时，该较高的平均输入电流存在一个重大的问题。需要将电源提 供给低压控制电路，该电路具有流经高压负载的较低平均输入电流。同时，典型的现有电源 具有相对低的效率，这样它们需要较高的平均输入电流以提供典型的现有调光器的电能需 要。照明控制设备的现有电源的另一个缺点就是在电源随电源所传送的电流量而增 加的过程中损失了电源。现代照明控制设备的趋势是包括多个特征和功能。这些特征和功 能需要不断增加电源所传送的电流量。因此希望为照明控制设备提供一电源，该电源可有 效的提供比可从典型的现有电源中所获得的电流更多量的电流，而无需损失与该现有电源 有关的电能。存在多种照明控制设备所遭受的故障条件，这些故障条件包括例如过压条件和过 流条件。过压条件是例如由于导通和断开相连的磁性负载附近以及相连的磁性负载、与平 行导线相耦合的电容与急速瞬变负载一起运行、雷击等等所造成的。过流条件是例如由于 短路负载超出了控制速率、故障导线等等所造成的。诸如M0SFET这样的半导体设备具有这 样的局限性，即在无故障的情况下这样半导体设备可以耐得住多大的电压和电流。为了保 护其使用这些半导体的控制设备没有故障，最好是不超出这些限制。为了保护这些设备，希 望快速检测故障条件并快速对其做出反应。与此相反，在正常操作下，将这些半导体设备的可传导与不可传导之间的转换速 率控制为很慢。这些慢速率的转换例如用于限制负载的电压和电流波形以遵从放射性及传 导性射频干扰(RFI)的限制，或者限制感应电力布线所造成的电压回响。然而，正常操作期 间的慢速率转换非常慢以足以保护这些半导体设备。因此，需要这样一种保护电路，即该电 路可使在故障条件下转换速率很快，同时在正常操作条件下半导体设备仍以较慢的转换速 率进行操作。

发明内容
本发明致力于电子控制系统中的一设备，该设备可允许两线或三线操作。根据本 发明的方面，该设备采用了一高效电源，该电源可将电能提供给其内配置有两线和三线的 电子控制系统的操作电路。根据本发明的另一个方面，该设备采用一检测器，该检测器对中性线连接的存在 性进行检测并且为响应所检测到的中性线连接而输出了一信号以使得当不存在中性线连 接时电子控制系统以两线模式进行操作并且当存在中性线连接时电子控制系统以三线模 式进行操作。根据本发明的又一个方面，该设备采用了一过零检测器，该检测器以两线和三线 模式进行操作。在一实施例中，过零检测器包括一带电过零检测器、一中性过零检测器、以 及一微处理器。该带电过零检测器产生了一带电过零信号。该中性过零检测器产生了一中 性线过零信号。该微处理器响应过零信号以使该设备以两线模式和三线模式中的一个模式 进行操作。根据本发明的又一个方面，该设备采用了一系统，当该系统对与负载相连的电子 低压变压器进行操作时，该系统可使电子控制系统所接收到的过零信号稳定。本发明的另一实施例致力于对电子控制系统中所使用的诸如象M0SFET和IGBT的 半导体设备这样的可控传导设备进行保护。过压电路对处于不可传导状态的可控传导设备 上的过压条件进行检测，并对可传导的可控传导设备进行控制以便除去过压条件。过流电 路检测通过可控传导设备的电流何时会超过预定的电流门限值并对可控传导设备进行控 制使其不可传导以便确保其未超过可控传导设备的安全操作区。希望将保护电路输出配置 成其可旁路并替代可控传导设备的正常控制路径并使得可控传导设备在可传导和不可传 导状态之间快速的转换。根据本发明的另一个方面，采用了锁存电路以即使在除去了故障条件之后也可使 保护电路的结果一直有效。在由于一特定故障条件而断开了其他保护电路之后，利用锁定 电路来防止断开一个保护电路。结合随后的附图，从本发明的下述详细说明中可显而易见的得出本发明的上述及 其他方面。


为了说明本发明，附图中给出了优选的实施例，然而，应该明白的是本发明并不局 限于所公开的特定方法和手段。图1给出了根据本发明的一示例性系统的高级别方框图；图2给出了根据本发明的一示例性控制系统的方框图；图3给出了根据本发明的一示例性控制系统的一部分的电路示意图；图4给出了根据本发明的一示例性控制系统的另一部分的电路示意图；图5给出了根据本发明的一示例性控制系统的另一部分的电路示意图；图6给出了根据本发明的一示例性控制系统的另一部分的电路示意图；图7给出了根据本发明的一示例性晶体管驱动器的简化方框图；图8给出了根据本发明的一示例性过零检测器的简化方框图9给出了根据本发明的一示例性控制电路的简化方框图；图10给出了根据本发明的用于去除过零的误示度的一示例性系统的简化方框图 以及示例性的定时框图；图11给出了本发明所使用的一示例性负载的电路示意图；图12给出了根据本发明的一示例性系统的方框图，该系统包括与高电压可控传 导设备并联的一低压电源；图13给出了一示例性的前相控制波形的方框图；图14给出了一示例性的逆相控制波形的方框图。
具体实施例方式本发明的一实施例是指电子控制系统，并且尤其是指一照明控制器，该照明控制 器可自动确定是以两线模式还是以三线模式进行操作(也就是说利用中性线连接进行操 作还是无需中性线连接即可操作)。该控制器检测是否存在与电子控制系统相连的中性线 并且因此调节其操作。电子控制系统可自动的选择并持续监控连接模式。一实施例致力于 诸如照明控制器或调光器这样的电子控制系统；然而，本发明还可更广的应用于其他电子 控制方面。图1给出了根据本发明的一示例性系统的高级别方框图。在这里还被称为照明控 制器或调光器的电子控制系统100最好是连接在诸如AC线电压这样的输入源与负载200 的第一终端之间，该第一终端诸如是其具有相连的照明负载的一白炽灯或电子低压(ELV) 变压器。典型的AC线电压包括一个120V、60Hz的单相电源。AC线还包括一个220至240V、 50Hz的单相电源等等。电子控制系统100包括一带电端、一微弱带电端、以及一中性端，该中性端可选的 与AC线的中性线相连。AC线的中性线还与负载200的第二终端相连。电子控制系统100利用基于预定选择的前相控制或者逆相控制来控制流向负载 200的电流。对于电子低压负载而言，希望利用逆相控制来进行操作，因为电子低压负载具 有电容性输入阻抗。如果利用前相控制来控制电子低压负载，那么当电子控制系统的可控 传导设备从不可传导转换为可传导时，大的顺态电流流动。电子控制系统100检测中性线是否被连接并且因此而调节其操作。尤其是，如下 更加详细的描述，微处理器监控检测器的输出，并且确定电子控制系统是利用两线模式还 是三线模式来对相连的负载进行控制。图2给出了一示例性的电子控制系统100的方框图，并且图3、4、5及6是一示例 性的电子控制系统100的各部分的电路示意图。电子控制系统100包括一过零检测器110、 一过压保护电路120、一过流保护电路130、一外部电源150、一输出电路160、以及一微处理 器190。带电端和中性端与过零检测器110相连，并且将微弱的带电端提供给过压保护电路 120。电源150最好是具有高效率的开关电源(例如其效率是大约50%以上)。更具体 的说，参考图3，在两线模式和三线模式下电源150提供了足够的能量。二极管D1、D2、D60、 D61以及M0SFET本体的两个二极管Q101和Q102(在如图5所示的输出电路160中)形成 了电源电流的全波桥以在AC线电压的两个半周期内流动。
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在电子控制系统具有与AC线电压的中性线相连的中性端(三线模式)的情况下， 电源150的总线电容150通过在AC线电压的负半周期内从经由带电线和中性线的AC外部 电源中取得电流以及在AC线电压的正半周期内从经由带电线和负载的AC电源中取得电流 来进行充电。在两线模式的情况下，当AC线电压的绝对值大于总线电容电压VBMS并且可控 传导设备是不可传导时，在两个半周期内通过负载来对总线电容C10充电。图3的二极管 D10可防止总线电容C10通过其他的相连电路而放电。总线电容C10用作高压DC电源以向 有效功率变换器提供电源以提供低电压DC以对电子控制系统的控制电路进行操作。如下利用为大家所熟知的降压转换器拓扑结构来对有效功率变换器进行操作。有 效功率变换器包括下述主要部件U10、L10、C13以及一调节电路，该调节电路包括主要部件 U11、Z10、及R12。当流过电容C13的电压小于齐纳二极管Z10和光耦合器U11的LED 二极 管压降的串连组合所确定的电压门限值时，没有电流流过这些部件，由此断开光耦合器U11 的光耦合晶体管。当断开了晶体管时，没有电流从控制器U11的使能管脚4流动到其电源管 脚2，3 (诸如由位于加利福尼亚州圣约瑟的Power Integrations公司所制造的TNY253IC)， 由此使得控制器U10开始转换以便使C13的输出电压电平升高。此后控制器U10导通其内 部M0SFET，由此使得电流通过电感线圈L10从漏极流动到源极并流入输出电容C13。电感 线圈L10的感应系数限制了该电流的上升速率。当内部M0SFET中的电流到达控制器U10 内部所设置的门限值时，断开内部M0SFET。电流继续绕着电感L10、电容C13、以及二极管 D11所定义的回路流动，直到电感中的电流达到零。以控制器U10所设置的最大速率44KHz 来重复该转换周期，直到流过电容C13的电压超过了齐纳二极管Z10和光耦合器U11的LED 二极管压降的串连组合所确定的电压门限值。当超过了该电压门限值时，电流开始流过这 些部件，以便导通光耦合器U11的光耦合晶体管。当导通该晶体管时，由此使控制器U10的 使能管脚4与源管脚3相连，并且根据控制器U10的操作而结束该转换。此外，利用使能管 脚4来选择电源的运行模式或不运行模式。利用该管脚来限制电源在所选择的AC线电压 半周期的时间内进行操作。因为转换型电源产生了电噪声，因此其有利于强制电源在对噪 声反应敏感的其他电路不进行操作的时间内进行操作。在包括有其使用高频转换变换器的电源的现有电子控制系统中，连接电源以直接 从诸如AC线电压这样的低阻抗中获取电流。在本发明实施例的设备中，使用高频转换变换 器的电源获取了流过负载的电流，该负载典型的具有高阻抗。希望提供一过压电路120和一过流电路130，该过压电路120和该过流电路130检 测并对流过电子控制系统中的可控传导设备的一过压或过电流条件作出反应以便保护电 子控制系统不会被损坏。图4给出了一示例性的过压电路120和一示例性的过流电路130的详图。在开始 时，通过限流电阻R114、电压调节齐纳二极管Z111、以及噪声去耦电容C111从8V M0SFET 驱动轨Vc中获得参考电压VKEF。希望是向IC U110中的比较器提供8V电源而不是5V电源 以使急速弯曲(sharp-knee)5.6V齐纳二极管用作检测电路对其进行比较的参考电压。已 很好调节的参考电压可使检测电路的容许误差窗变紧。图7包括一示例性输出电路的简化方框图。图5给出了一示例性输出电路160的 详图。众所周知的是，可通过选择驱动电路的阻抗来控制M0SFET传导状态之间的转换速 率。阻抗越高，转换速率越低。在正常操作期间，通过高阻抗路径165来驱动输出晶体管Q101和Q102，并且在故障条件期间，通过低阻抗路径162 (图4)来驱动输出晶体管Q101和 Q102。微处理器190与高阻抗路径165以及保护电路120、130相连。保护电路120、130还 与低阻抗路径162相连。当保护电路120、130检测到一故障时，激活低阻抗路径162。当检 测到一故障时，仅激活低阻抗路径162。故障路径取代了高阻抗路径165所提供的正常路径。在正常操作过程中，使用高阻抗路径165。通过电阻R103和R104而导通晶体 管Q101和Q102，并且通过电子R104而使其断开。在正常操作期间，两个微处理器端 口提供了对晶体管的控制，这两个端口即就是Gate Drive (栅极驱动)和Gate Drive Complement (栅极驱动补偿)(如图6所示)。为了导通MOSFET Q101和Q102，将Gate Drive 驱动为高电平，由此可导通晶体管Q100 :B (如图5所示)，由此可导通晶体管Q100 :A，该晶 体管通过由电阻R103和R104的串联组合所设置的一阻抗而将8V提供给MOSFET Q101和 Q102的栅极。当GateDrive是高电平时，Gate Drive Complement是低电平，由此使晶体管 Q123 :B断开，这样使从8V到电路公共端的电流路径开路。为了断开MOSFET Q101和Q102，将Gate Drive拉到低电平，由此使晶体管Q100 :B 断开，由此断开晶体管Q100 :A，使从8V轨到MOSFET Q101和Q102栅极的电流路径开路。将 Gate DriveComplement驱动为高电平，导通晶体管Q123 :B，由此通过电阻R104而使MOSFET Q101和Q102的栅极放电。在正常操作期间，通过高阻抗路径来驱动MOSFET Q101和Q102以减小RFI发射。 在故障条件期间，通过低阻抗路径来驱动M0SFETQ101和Q102以使其快速关闭。在正常操作期间，比较器U110 :A(过压保护电路(0VP)比较器)的倒相输入端上 的电压小于5. 6V的参考电压，这样该比较器U110 :A的输出是高阻抗。该高阻抗可保持晶 体管Q111 :A处于断开并且MOSFET Q101和Q102未受影响。只要MOSFET Q101和Q102断 开，则微处理器端口 0VP_RESET(如图6所示)是低电平，由此断开了晶体管Qlll :B并且可 使检测器正常操作。此外，比较器U110 :B(过压保护电路(0VP)比较器)的倒相输入端上的参考电压 小于非倒相输入端上的8V，这样比较器U110 :B的输出是高阻抗，并且MOSFET Q101和Q102 未受影响。二极管DN111 1和DN120 1使MOSFET Q101和Q102与保护电路120、130之间
相隔离。在过压故障条件下，因为流过MOSFET Q101和Q102的电压升高了，电阻R110和 R111公共节点上的分压也是如此。当与比较器U110 :A倒相输入端相连的该节点电压超过 了参考电压VKEF时，将比较器U110 :A的输出拉到低电平，由此可使晶体管Qlll :A导通，由 此通过由电阻R129所设置的低阻抗路径而将驱动电压提供给M0SFETQ101和Q102的栅极。 低阻抗路径使得以比操作的正常模式期间更快的一速率来导通MOSFET Q101和Q102。因为 顺态电压大约是数千伏，因此由最大值是大约8. 6V的二极管DN110 :1来安全钳位0VP比较 器的输入电压。即使在去除了故障条件之后，也可借助于二极管DN111 2的反馈作用来锁存0VP 电路120。该反馈可使比较器U110 :A的倒相输入端电压一直处于参考电压VKEF之上，由此 可保持晶体管Qlll :A导通。通过暂时将微处理器端口 0VP_RESET驱动为高电平来清除对0VP的锁存，由此可使晶体管Q111 :B导通并且驱动比较器U110 :A的管脚2小于参考电压VKEF，由此可将U110 A的输出驱动为高阻抗。当断开一个保护电路时，为了防止在过压保护与过流保护之间出现振荡情况，锁 定其他保护电路。当激活了过压保护电路120时，通过二极管DN120来使过流保护电路130 不能正常工作。当激活了过压保护电路120时，DW20的正极大约是7. 4V，并且即使断开了 过流保护电路130以将其非倒相输入端拉到低电平，也可保持过流保护比较器U110 :B的非 倒相输入端足够高于此参考电压VKEF。这可有效的使过流保护比较器U110 :B不能正常工 作。在过电流故障条件期间，因为通过MOSFETs的电流增加了，因此流过电阻R109(在 输出电路160中)的电压增加了。因为该电压接近0.6V，因此根据电流流动的方向而导通 晶体管Q120 :A或者Q120 :B。晶体管Q120 :A或者Q120 :B的导通将会将比较器U110 :B的 非倒相输入端拉到比参考电压VKEF低，由此将比较器的输出转换到低电平。该低电平输出 通过二极管IM120 :1及电阻R128而很快断开MOSFET Q101和Q102。由电阻R124和R121 以及电容C120、C121和C122来过滤噪声。即使在清除了故障条件之后，也可借助于二极管DN120 2的反馈作用来锁存过流 保护电路130。该反馈可使比较器U110 :B的非倒相输入端电压一直处于参考电压V■之 下，由此可保持输出低电平。当Gate Drive Complement变成高电平、导通了晶体管Q123 B (在输出电路160中)、由此而导通了晶体管Q123 :A时，对过流保护电路进行复位，由此可 将比较器U110 :B的非倒相输入端驱动到8V并可清除锁存。当激活过流保护电路130时，通过二极管DN110来使过压保护电路120不能正常 工作。当过流保护比较器U110 :B的输出变为低电平时，将过压保护比较器U110 :A的倒相 输入端拉到大约0. 8V,由此可防止激活过压保护电路。电压比较器U110 :A和U110 :B提供了较快的反应速度和准确度并且在很宽的温 度范围内也可正常工作。每个比较器具有大约1. s的特定典型响应时间以及大约5mV 的过驱动。在25°C输入补偿电压具有大约2.0mV的特定典型值。由其输入来驱动电缆线的 比较器的输入至输出响应时间大约是90毫微秒。在过流保护电路130中，从输入VKEF穿过 M0SFET的90%断开点的时间被测定为大约是3. 5 y s。在过压保护电路120中，从输入VKEF 穿过M0SFET的90%打开点的时间被测定为大约是2. 0。图8给出了一示例性过零检测器110的简化方框图。过零检测器110包括一带电 过零检测器112和一中性过零检测器115。该带电过零检测器112提供了一带电过零检测 信号。当中性端与中性线相连时，该中性过零检测器115提供了一中性过零检测信号。微 处理器190监控检测器112和115的输出。如果微处理器190检测到一中性线过零检测信 号，确定该连接是三线连接并且激活三线模式，在该模式中来自中性检测器115的中性过 零检测信号用于定时。否则，确定该连接是两线连接并且激活两线模式，在该模式中来自带 电检测器112的带电过零检测信号用于定时。就过零检测器110而言，通过连接在带电端与电路公共端之间的带电过零检测器 112实现了该过零检测器110的一例子，图3给出了该过零检测器110的详图，用在两线模 式中的过零检测器110产生了带电过零检测信号。电路公共端通过MOSFET Q102本体的二 极管而与微弱带电端相连，并且通过MOSFET Q101本体的二极管而与带电端相连。在AC线
9电压的正半周期内电路公共端具有与微弱带电端相同的电位，并且在AC线电压的负半周 期内具有与带电端相同的电位。电阻R63和R64对带电端与电路公共端之间的电压进行分 压。当所分的电压达到大约0. 6V时，导通晶体管Q60 :A,由此将处于正常逻辑高电平的微 处理器端口 H0T_ZC(如图6所示)拉到电路公共端。微处理器检测该转换并且由此获得了 过零定时信息。在检测器112中，电容C61是噪声去耦电容器。当电子控制系统的中性端与中性线相连时，希望从连接在中性端与带电端之间的 中性过零检测器中获得过零定时信息，以这种方式获得过零定时信息，这与相连的负载无 关并且这不受负载变化的影响，其中负载变化特别在磁性负载或者容性负载的情况下可导 致过零时间偏移。此外，即使当电子控制系统将所有线路功率提供给负载时，也可获得过零 信息。当将所有的功率传送到负载200时，带电过零检测器112不产生一信号，因为带电端 和微弱带电端的电位基本上是相同的，并且由此在带电端与电路公共端之间基本不存在电 压。中性线过零检测器115以与带电过零检测器112相同的方式创建了转换，但是输 出信号与微处理器端口 NEUT_ZC相连。中性线过零检测器115使用了带电过零检测器112 未使用的两个二极管二极管D60，当电路公共端与带电端的电位相同时，该二极管D60通 过阻挡电流来保护晶体管Q60 :B的基极发射结不超过其规定的反向电压；以及二极管D61， 当MOSFET Q101和Q102是不可传导时，该二极管D61阻挡来自带电端的电流，不希望该二 极管D61在正半周期内触发中性线过零检测器115。微处理器190可以是诸如如图6所示 的摩托罗拉MC68HC908AB32这样的任意类型的微处理器。上述过零检测器将过零定时信息以及中性线连接信息提供给微处理器。可提供单 独的与上述过零检测器相分离的中性线连接检测器。中性线连接检测器的主要功能是指示 存在有中性线连接。中性线连接检测器还可将有关于是使用两线模式还是使用三线模式这 样的信息提供给微处理器。可以使用其它类型的中性线连接检测器，诸如机械检测器，其中 机械传感器检测中性线的存在并向微处理器提供有关中性线连接状态的信息。可利用手动 开关或者诸如DIP开关这样的一组开关来手动的指示存在有中性线连接。图9给出了一示例性控制电路的简化示意图。当中性线被连接时(即在三线模式 中)，该控制电路通过中性端来对总线电容C10充电。通过起始于带电端、中性端、或微弱 带电端的多个路径来对电容C10充电。通过带电端经由二极管D2、通过中性端经由二极管 60，61、以及通过微弱带电端经由二极管D1来对电容C10充电。典型的现有两线电子控制系统通过使可控传导设备在每个AC线电压半周期的一 个选定部分内可传导来控制传送到负载的功率。在所希望的AC线电压过零的时间之前，使 电路打开检测窗以接收过零信号。当接收到过零信号时，电子控制系统与AC线电压相同 步，并且由此可控传导设备的传导性与所接收到的过零信号相同步。对于在两线模式中进行操作的电子控制系统而言，当负载阻抗主要是阻性时，该 控制技术可很好的工作。当电子低压照明负载使用了该技术时，则由于电子低压变压器的 多元输入阻抗而产生了一个问题。典型的电子低压变压器通过以高频来限幅提供给其输入 端的电压并且通过高频变压器来降低所限幅的电压而进行操作。该电路根据输入到电子 变压器中的电压来以不同模式执行该限幅作用。当输入电压是低电平时，典型的不到大约 60V，那么限幅电路不运行并且变压器的输入阻抗很高，并且当停止了限幅作用时电子变压器的输入电容保持变压器上的电压实际值。当线电压达到大约60V时，限幅电路开始运行 并且输入阻抗实质上跌至相连电灯负载所具有的负载。此外，在限幅器不运行期间，通过经 由电子控制系统的任意漏泄路径而很容易的对输入电容充电。因为漏泄电流是变化的并且 是基于多个参数的，因此电子变压器的输入电容的充电变化剧烈。这导致了在AC线电压半 周期开始时电子低压变压器的输入电容电压是易变的，这足以导致在半周期至半周期起始 时的电子低压变压器操作的初始条件发生变化。该变化对诸如照明控制器这样的典型两线 相控电子控制系统的过零检测电路有影响，以至过零信号不稳定。过零信号的不稳定性会 造成可控传导设备的传导时间的不稳定性，并且由此造成了相连电灯负载的闪烁效应。为了使适用于两线模式的过零信号稳定以使电子控制系统对电子低压变压器进 行操作，需要在接近AC线电压半周期的过零时稳定电子低压变压器输入电容的初始电压 条件。已发现这是通过使得在AC线电压半周期的过零时间附近存在很短时段的传导而实 现的。在一个实施例中，对电子控制系统中的可控传导设备进行控制以使其在AC线电压过 零之前的大约1毫秒时的大约200微秒期间是可传导的。当AC线电压的绝对值很低时这 个短时段的传导将电子低压变压器的输入电容复位到一贯的起始条件并且由此使电子控 制系统所接收到的过零信号稳定。图10给出了根据本发明的用于消除过零信号不稳定性的一示例性电路的简化框 图以及示例性的时序图。对于两线操作而言，对输出电路160的晶体管Q101和Q102进行控制以使其在每 个AC线电压半周期的预定点时且在微处理器打开过零检测窗之前的预定时段内是可传导 的。对于三线操作而言，晶体管Q101和Q102最好是通过AC线电压过零时间时仍保持可传导。负载200(诸如如图11中的电路框图所示的电子低压变压器)与电子控制系统 100相连。负载200包括要对其充电的电容CI、C2，并且这些电容上的电压影响电子低压 变压器的操作以及电子控制系统100所接收到的过零信号。在两线模式中，通过对经由调 光器(VDIMMEK)而从带电端至微弱带电端的压降进行测定来检测AC线电压的过零。然而，当 MOSFET Q101和Q102诸如在AC线电压过零之前的时间期间是不可传导的，那么流过调光器 的压降等于AC线电压(VUNE)减去流过负载200 的压降。因为泄漏电流通过了调光 器，因此电容C2可朝着负载200的双向击穿二极管所确定的击穿电压的方向进行充电。这 使得调光器电压VDIMMEK小于该调光器其他时的电压。不希望的是，从一个过零检测窗到下一 个过零检测窗时负载电压是始终如一的。这个问题本身表现为用户所不希望的灯光 闪烁，尤其当灯光昏暗时在其低端出现了灯光闪烁。因此，如前所述的，为了消除两线模式中的这个问题，对晶体管Q101和Q102进行 控制以使其在预定时段内(例如最好是大约200 ys，更好的是大约250至300 ys)是可传 导的(FET栅驱动高)，并且将其控制为在下一个过零检测窗开始之前是不可传导的。对晶 体管Q101和Q102进行控制以使其在线电压足以击穿负载200的双向击穿二极管时是可传 导的。对晶体管Q101和Q102进行控制以使其在过零检测窗开始之前是不可传导的。在将 晶体管Q101和Q102控制为不可传导之后，微处理器190启动或开始一过零检测窗并且开 始对过零检测器110的过零信号进行监控。最好是，在过零信号是所期望的信号之前的大 约1微秒打开过零检测窗并且在打开之后的大约2微秒关闭该过零检测窗。
当一组目标电子变压器使用了电子控制系统100时，由预期效果来确定为了消除 过零信号的不稳定性而将MOSFET Q101和Q102控制为在一时间段内是可传导的这段时间 段的最短时间。也就是说，在线电压电平足够高时，MOSFET在足够长的时间段内是导通的， 以便这组目标电子变压器中的控制电路击穿为可传导的，由此在从一个过零检测窗到下一 个过零检测窗时可使流过负载的电压恢复为一不变值。由多个因素确定了为了消除过零信 号的不稳定性而将MOSFETs Q101和Q102控制为在一时间段内是可传导的这段时间段的 最长时间，这些因素诸如是由电子低压变压器所驱动的任意电灯所输出的可见光效果以及 MOSFET中的转换及传导损耗。例如，允许越长的MOSFET保持可传导，则越有可能的是电流 流过负载或者灯光输出可增加到所希望的程度之上。微处理器190监控供电频率并确定在哪里打开下一个过零检测窗。最好是，在下 一个所期望的AC线电压过零之前的其是所测定的AC线电压半周期时段的大约10%的一时 间时打开过零检测窗。如上所述的使过零信号稳定的优点在于还可通过消除流过电子低压 变压器的电子控制系统的泄漏电流的影响来提高在三线模式中进行操作的电子控制系统 的操作，该泄漏电流对电子控制系统的控制电路会产生不利影响。此外，因为在电子控制系 统的三线模式操作中过零信号来自带电端和中性端，因此可控传导设备在通过AC线电压 过零的时间时仍保持可传导，同时实现了上述过零稳定性的有利效果。因此，对于两线和三线实现过程而言，最好是无需考虑负载即可对过零基准进行 复位。这可清除始终如一的过零基准。图12给出了与可控传导设备Q101、Q102并联的一示例性高频开关电源的简化框 图。电源150通过利用开关转换器而获得了流经高压负载200的低电流以有效的将流经可 控传导设备Q101、Q102的高压转换成低压电源。本实施例包括开关转换设备与一对高压可 控传导设备的并连组合。图12中的MOSFET Q101和Q102表示高压可控传导设备。由低压 电源150所供以动力的控制电路来驱动该设备Q101、Q102的栅极。在这种情况下，这种组 合系统控制一个或多个电子低压变压器(负载200)。为了进一步对本发明各方面进行描述，传统的用于两线模式调光器的线性调节器 猫耳电源通常是大约10%有效的作用于将高压电源转换成低压负载(即控制电路)，然而 本发明的电源具有75%的效率。因为电子控制系统需要大概50至100mV的电源以对其控 制电路进行操作，因此在电源中消耗了大约0. 5至1瓦特的功率。一般来说，这不是显著的 问题。然而，猫耳电源低效这是因为最高峰值电流以及平均输入电流成为了给定平均输出 电流的电源。通常，成为猫耳电源的峰值电流至少是平均输出电流的10倍。在两线模式调 光器的情况下，由流过相连负载的猫耳电源所得到的峰值电流使得负载产生了可听噪声， 尤其是当期望负载不具有流过其的大电流时负载处于断路状态。当直接通过电子低压变压 器时的猫耳电源的高平均电流造成了由于如上所述的过零信号的变化而产生的闪烁。此 外，因为输入电源与输出电源间的差值增加了，因此猫耳电源的效率降低了。因此，其根本 局限性在于在过零之后在大约AC线电压的第一个1毫秒之后才能操作猫耳电源。因此猫 耳电源的可用传导时间的局限性使得如果需要稍微增加平均输出电流，那么输入峰值电流 则明显上升。与现有电源的缺点大不相同，本发明的电源具有很多优点。电源效率最好是大约 75%。因此，对于电源的给定供电要求而言，本发明电源的平均输入电流以及峰值输入电流明显的小于现有电源(例如猫耳电源)的平均输入电流以及峰值输入电流。当对电子低压 变压器型负载进行操作时，这些较低的输入电流尤其有利。实际上，即使其效率是50%电源 也呈现出显著的改善。另外，该效率是合理的，而与电源的输入电源与输出电压之间的差值 无关。因此，本发明的电源并不局限于AC线电压过零时间左右的操作，而现有猫耳电源局 限于AC线电压过零时间左右的操作。实际上，本发明电源的一个优点在于在AC线电压半 周期整个期间内都可取得输入电流。本发明的电源最好是使用降压转换器，该转换器可实现电压的逐步下降。也可采 用其他有效高频转换调节器，这对于本领域的普通技术人员来说显而易见的。其他这种配 置可以是逆向变换器。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，本发明具体表现为适当计算机软件的形 式、或者适当硬件的形式、或者适当软件和硬件相结合的形式。另外，对于相关的公众而言， 这种硬件和/或软件是显而易见的。此外，这里不必进一步对这种硬件和/或软件进行详 细的说明。尽管这里参考特定实施例进行说明和描述，然而本发明并不局限于所示的详细描 述。而是，在权利要求等价体的范围之内且在不脱离本发明的情况下可做出各种修改。
权利要求
一种用于对AC外部电源传送到负载的电量进行控制的设备，该AC外部电源在带有过零的预定线频率处具有基本上是正弦曲线的线电压，该设备包括可控传导设备，该可控传导设备连接在所述AC外部电源与所述负载之间；控制电路，该控制电路对所述可控传导设备的传导性进行控制，所述控制电路响应于表示从所述AC外部电源传送到所述负载的预定电量的输入信号，所述控制电路响应于所述基本上是正弦曲线的线电压的所述过零以便使所述可控传导设备的传导性与所述基本上是正弦曲线的线电压相同步；所述控制电路使能所述可控传导设备的第一传导时间，该第一传导时间是与AC外部电源传送到负载的所述预定电量成比例的可变传导时间；所述控制电路使能所述可控传导设备的第二传导时间，该第二传导时间是与所述第一传导时间相同的半周期中的固定传导时间，在所述基本上是正弦曲线的线电压的下一个过零之前开始所述第二传导时间，并且在相对于所述下一个过零的预定时间上结束第二传导时间；所述控制电路使得可控传导设备在结束所述第一传导时间与开始所述第二传导时间之间的时段内是不可传导的。
2.根据权利要求1的设备，其中第二传导时间大约为200y s。
3.根据权利要求1的设备，其中在大约所述下一个过零时间时结束第二传导时间。
全文摘要
电子控制系统中的一设备允许两线或三线操作。电源(150)将电源提供给其内设置有两线和三线的闭合电路。使用两个独立的过零检测器以便在两线和三线配置中可汇集定时信息。两个过零检测器(110)被监控并用于自动配置电子控制。过压电路检测其处于断开状态的MOSFET的一过压条件并且导通MOSFET，以便希望其不会到达雪崩区。过流电路检测流过MOSFET的电流何时超过预定电流门限值并且断开MOSFET以便其不过超过MOSFET的安全操作区(SOA)曲线。采用锁存电路(120)以使即使在清除了故障条件之后保持保护电路一直有效。采用了锁定电路(130)以防止一个保护电路在由于故障条件而断开了其他电路之后也被断开。希望将保护电路输出配置成可绕过并不考虑正常导通和断开电阻且几乎直接作用于MOSFET的栅极。最好是，该系统具有与低频可控传导设备并联的高效开关型电源。
文档编号H03K17/13GK101895221SQ20101020572
公开日2010年11月24日 申请日期2002年7月3日 优先权日2001年7月6日
发明者吴晨铭, 本杰明·阿伦·约翰逊, 理查德·L·布莱克, 肖恩·L·利克莱特 申请人:卢特龙电子公司