具有高频波纹电流补偿的伪包络线跟随器功率管理系统的制作方法

具有高频波纹电流补偿的伪包络线跟随器功率管理系统的制作方法
【专利摘要】【具体实施方式】中所公开的实施例涉及一种伪包络线跟随器功率管理系统，其包括并联放大器和开关模式电源转换器，二者协同耦合以在耦合至线性RF功率放大器的电源输出产生电源电压。并联放大器输出与功率放大器供给输出通信。并联放大器支配开关模式电源转换器的操作并且基于VRAMP信号调节功率放大器供给电压。并联放大器电路包括开环高频补偿辅助电路，其基于包含在功率电感器的波纹电流中的高频波纹电流的估计值产生高频波纹补偿电流。高频波纹补偿电流被注入并联放大器电路输出以在功率放大器供给输出消除高频波纹电流。
【专利说明】具有高频波纹电流补偿的伪包络线跟随器功率管理系统
相关申请
[0001]本申请要求于2010年12月9日提交的美国临时专利申请N0.61/421，348的优先权。
[0002]本申请要求于2010年12月9日提交的美国临时专利申请N0.61/421，475的优先权。
[0003]本申请要求于2011年3月30日提交的美国临时专利申请N0.61/469，276的优先权。
[0004]本申请要求于2011年4月19日提交的标题为“伪包络线跟随功率管理系统”的美国专利申请N0.13/089,917的优先权并且是该申请的部分接续案，该申请要求于2010年4月19日提交的美国临时专利申请N0.61/325，659的优先权。
[0005]本申请要求于2011年8月25日提交的标题为“具有分数比和偏置环用于供电调制的升压电荷泵”的美国专利申请N0.13/218，400的优先权并且是该申请的部分接续案，该申请要求于2010年8月25日提交的美国临时专利申请N0.61/376，877的优先权。美国专利申请N0.13/218，400是于2011年4月19日提交的美国专利申请N0.13/089,917的部分接续案，其要求于2010年4月19日提交的美国临时专利申请N0.61/325，659的优先权。
[0006]以上所列出的所有申请在此以引用的方式全部并入本文。
【技术领域】
[0007]文中所述的实施例涉及ー种将电流递送到线性RF功率放大器的功率管理系统。更具体地，实施例涉及在移动通信设备的功率管理系统中的伪包络线跟踪器的使用。
【背景技术】
[0008]下一代移动设备从用于通知消息的语音中心电话和提供有吸引力的新型特征的基于多媒体的“智能”手机变形而来。作为实例，智能手机提供诸如网页浏览、音频和视频回放和流媒体、电子邮件访问以及丰富的游艺环境等稳健的多媒体特征。但即使制造商竞相交付更加丰富特征的移动设备，对这些设备的供电的挑战也显得格外突出。
[0009]具体地，用于射频(RF)手持设备的高带宽应用的显著增长导致了对于有效功率节省技术以增加电池寿命的需求增加。因为移动设备的功率放大器消耗移动设备的总功率预算的大比例，因此提出了増加功率放大器的总功率效率的各种功率管理系统。
[0010]作为实例，一些功率管理系统可使用Vkamp功率控制电压来控制在线性RF功率放大器的功率放大器集电极上呈现的电压。作为另ー实例，其他功率管理方案可串联使用降压转换器电源和AB类放大器来向线性RF功率放大器提供功率。
[0011]即使这样，仍然需要进ー步提高移动设备的功率效率来提供延长的电池寿命。结果，需要改善移动设备的功率管理系统。

【发明内容】
[0012]在【具体实施方式】中公开的实施例涉及伪包络线跟随器功率管理系统，其包括并联放大器和开关模式电源转换器，二者协同耦合以在耦合至线性RF功率放大器的电源输出产生电源电压。并联放大器输出与功率放大器供给输出通信。并联放大器支配开关模式电源转换器的操作并且基于Veamp信号调节功率放大器供给电压。并联放大器电路包括开环高频补偿辅助电路，其基于包含在功率电感器的波纹电流中的高频波纹电流的估计值产生高频波纹补偿电流。高频波纹补偿电流被注入并联放大器电路输出以在功率放大器供给输出消除高频波纹电流。
[0013]具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统的第一实施例包括开关模式电源转换器和开环高频波纹补偿辅助电路。例如，开关模式电源转换器可构造为作为降压转换器进行操作。作为另ー实例，开关模式电源转换器可构造为作为多级电荷泵降压转换器进行操作。开关模式电源可产生开关输出电压和开关电压输出估计值。开关电压输出估计值可提供开关输出电压的将来电压电平的早期指示。例如，在一些实施例中，开关模式电源转换器还可包括可编程延迟电路、切换器控制电路以及缓冲換算器。切换器控制电路可产生数字开关电压输出信号，其代表用于控制开关模式电源转换器产生开关输出电压的切换器控制电路的状态。可编程延迟电路可接收数字开关电压输出信号，并且将数字开关电压输出信号延迟可编程延迟周期以产生延迟的数字开关电压输出信号。缓冲換算器构造为接收延迟的数字开关电压输出信号，并且基于延迟的数字开关电压输出信号和缓冲換算器产生开关电压输出估计值。
[0014]开环高频波纹补偿辅助电路构造为接收开关电压输出估计值和Vkamp信号。基于开关电压输出估计值和Vkamp信号，开环高频波纹补偿辅助电路产生高频波纹补偿电流。开环高频波纹补偿辅助电路对功率放大器供给输出施加高频波纹补偿电流以降低功率放大器供给输出的高频波纹电流。功率放大器供给输出构造为对线性射频功率放大器供电。以位于大体靠近通信网络中的操作波段的收发双向偏移量的频带产生高频波纹补偿电流，其中高频波纹补偿电流的频带具有与操作波段的接收器信道频带的带宽大体相等的带宽。
[0015]在某些实施例中，开关模式电源转换器还包括可编程延迟电路，其构造为将开关电压输出估计值的产生延迟可编程延迟周期。可编程延迟周期可构造为暂时对准开关电压输出估计值与Veamp信号以将功率放大器供给输出的波纹排斥响应中的切ロ定位为靠近操作波段的收发双向偏移量。另外，开环高频波纹补偿辅助电路可基于高频波纹补偿电流产生成比例的高频波纹补偿电流估计值，其可以被用作对开关模式电源转换器的反馈信号的一部分。作为实例，开关模式电源转换器可接收反馈信号，其中反馈信号基于成比例的高频波纹补偿电流估计值，其中开关模式电源转换器基于反馈信号调整开关输出电压。在某些实施例中，具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统还包括并联放大器。并联放大器接收Vkamp信号和来自功率放大器供给输出的功率放大器供给电压。基于Vkamp信号与功率放大器供给电压之间的差值，并联放大器产生并联放大器输出电流。并联放大器对功率放大器供给输出施加并联放大器输出电流来控制功率放大器供给电压。另外，并联放大器可基于并联放大器输出电流产生成比例的并联放大器输出电流估计值。成比例的并联放大器输出电流估计值可与成比例的高频波纹补偿电流估计值组合以生成被提供到开关模式电源转换器的反馈信号。
[0016]开环高频波纹补偿辅助电路的某些实施例可包括:滤波网络，其具有第一节点和第二节点；反馈网络，其具有第一节点和第二节点；以及运算放大器，其包括非反相输入、反相输入以及运算放大器输出。滤波网络的第一节点可构造为接收开关电压输出估计值。滤波网络的第二节点可以与运算放大器的反相输入通信。反馈网络的第一节点可以与滤波网络的第二节点和运算放大器的反相输入通信。另外，反馈网络的第二节点可以与运算放大器输出通信。运算放大器可构造为产生高频波纹补偿电流。运算放大器也可构造为产生作为高频波纹补偿电流的函数的成比例的高频波纹补偿电流估计值。运算放大器可包括与运算放大器输出通信的第一推挽输出级，其中第一推挽输出级产生运算放大器输出电流。具有偏置电容的偏置电容器和偏置电阻器可串联布置在运算放大器输出与參考电压之间。例如，參考电压可接地。第一推挽输出级可具有第一级跨导。偏置电容可构造为使得在位于大体靠近通信网络中的操作波段的收发双向偏移量的频带中第一推挽输出级的第一级跨导大体等于偏置电阻器的跨导。开环高频波纹补偿辅助电路也可包括运算放大器输出隔离电路，其包括与运算放大器输出通信的高阻抗输入和与反馈网络的第二节点通信的隔离反馈节点。运算放大器也可包括第二推挽输出级，其构造为产生高频波纹补偿电流，其中高频波纹补偿电流被镜像到运算放大器输出电流。第二推挽输出级可包括可编程第二输出级跨导。可编程第二输出级跨导第二输出级跨导可以是可编程跨导參数的大体线性函数。开环高频波纹补偿辅助电路可基于可编程第二输出级跨导调整高频波纹补偿电流的幅值。运算放大器也可包括第三推挽输出级，其构造为基于感测比例因子产生作为高频波纹补偿电流的函数的成比例的高频波纹补偿电流估计值。
[0017]滤波网络可与开环波纹补偿辅助电路的波纹响应的第一转角频率相关联。反馈网络可与开环波纹补偿辅助电路的频率响应的第二转角频率相关联。在某些情况下，第一转角频率具有位于3MHz与11.5MHz之间的可编程范围，并且第二转角频率具有位于3MHz与11.5MHz之间的可编程范围。在其他情况下，第一转角频率大体等于6MHz，并且第二转角频率大体等于6MHz。
[0018]另ー实例实施例包括用于降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的方法。该方法可包括利用开关模式电源转换器产生开关输出电压和开关电压输出估计值的第一步骤，其中开关电压输出估计值提供开关输出电压的将来电压电平的早期指示。该方法可包括在开环高频波纹补偿辅助电路接收开关电压输出估计值和Vkamp信号的步骤。该方法可包括基于开关电压输出估计值和Veamp信号产生高频波纹补偿电流的步骤。该方法可包括对功率放大器供给输出施加高频波纹补偿电流以降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的步骤。在某些实施例中，基于开关电压输出估计值和Veamp信号产生高频波纹补偿电流可包括在位于大体靠近通信网络中的操作波段的收发双向偏移量的频带内产生高频波纹补偿电流。另外，高频波纹补偿电流的频带可具有与操作波段的接收器信道频带的带宽大体相等的带宽。在某些实施例中，产生开关电压输出估计值可包括将开关电压输出估计值的产生延迟可编程延迟周期以暂时对准开关电压输出估计值与Vkamp信号从而将功率放大器供给输出的波纹排斥响应中的切ロ定位为靠近操作波段的收发双向偏移量。另外，该方法还可包括基于频波纹补偿电流产生成比例的高频波纹补偿电流估计值的步骤。基于成比例的高频波纹补偿电流估计值，该方法可形成反馈信号，该反馈信号被提供到开关模式电源转换器。开关模式电源转换器可基于反馈信号调整开关输出电压。在某些实施例中，开关模式电源转换器构造为降压转换器。选择性地，在其他实施例中，开关模式电源转换器构造为多级电荷泵降压转换器。
[0019]伪包络线跟随器功率管理系统的ー个实例实施例可包括开关模式电源转换器和并联放大器，二者协同耦合以向线性RF功率放大器提供线性RF功率放大器供给。伪包络线跟随器功率管理系统可包括构造为向并联放大器供电的电荷泵。电荷泵可产生多个输出电压电平。电荷泵可以是升压电荷泵或升压/降压电荷泵。伪包络线跟随器功率管理系统可包括偏移电压控制电路，其构造为对开关模式电源转换器提供反馈以调节跨越耦合器件两端开发的偏移电压，该耦合器件将并联放大器的输出耦合到线性RF功率放大器供给。
[0020]用于线性射频功率放大器的功率管理系统的另一实例实施例包括开关模式电源转换器和并联放大器，二者协同耦合以产生对于射频器件的线性射频功率放大器的线性射频功率放大器供给输出。开关模式电源转换器可构造为在开关电压输出上产生多个开关电压电平。开关模式电源转换器的开关电压输出可经由功率电感器耦合至线性射频功率放大器供给输出。旁路电容器可耦合在线性射频功率放大器供给输出与地极之间使得功率电感器和旁路电容器形成对于开关模式电源转换器的低通滤波器。并联放大器可包括并联放大器输出，其经由耦合器件耦合至线性射频功率放大器供给输出。作为实例，耦合器件可以是耦合电容器。功率管理系统还可包括电荷泵，其构造为提供电荷泵并联放大器电源输出。电荷泵可包括第一飞跨电容器、第二飞跨电容器、多个开关，其可操作地耦合以形成电荷泵并联放大器电源输出。电荷泵可构造为在电荷泵并联放大器电源输出上选择性地产生从电源电压得出的各种输出电压电平。另外，电荷泵并联放大器电源输出可构造为向并联放大器提供操作电源电压。
[0021]伪包络线跟随器功率管理系统的另一实例实施例可包括多级电荷泵降压转换器和并联放大器，其构造为串联操作以产生对于线性RF功率放大器的功率放大器供给电压输出。多级电荷泵降压转换器可包括构造为接收直流(DC)电压的供给输入和开关电压输出。开关电压输出通过功率电感器耦合至功率放大器供给电压输出，其中功率电感器耦合至旁路电容器以形成用于多级电荷泵降压转换器的开关电压输出的输出滤波器。并联放大器可包括构造为接收直流(DC)电压的供给输入、放大器输出、构造为接收Vkamp信号的第一控制输入以及构造为接收功率放大器供给电压的第二控制输入。放大器输出可通过耦合电路耦合至功率放大器供给电压。在伪包络线跟随器系统的某些实施例中，耦合电路可以是偏移电容器。在伪包络线跟随器系统的其他实施例中，耦合电路可以是导线迹线使得放大器输出与功率放大器供给电压之间的偏移电压为零伏。
[0022]另外，多级电荷泵降压转换器可产生前馈控制信号，其构造为提供到并联放大器的开关电压输出的输出状态的指示。在某些实施例中，提供开关电压输出作为前馈控制信号。在其他实施例中，前馈控制信号由切换器控制电路产生并且基于切换器控制电路的状态提供开关电压输出的指示。并联放大器可包括提供并联放大器的输出电流的估计值的功率放大器输出电流估计值信号。在伪包络线跟随器系统的某些实施例中，并联放大器还可产生阈值偏移信号。阈值偏移信号可构造为估计跨越耦合电路出现的偏移电压的幅值。
[0023]多级降压转换器可包括构造为接收直流(DC)电压的供给输入、耦合至功率电感器的开关电压输出、切换器控制电路、具有控制输入的多级电荷泵电路、构造为接收DC电压的电荷泵供给输入、具有第一开关终端、第二开关终端和系列控制终端的系列开关以及具有第一开关终端、第二开关终端和分路控制终端的分路开关。系列开关的第一終端可耦合至多级降压转换器的供给输入。系列开关的第二終端可耦合至系列开关的第一终端以形成开关电压输出。系列开关的第二終端可耦合至地扱。升压电荷泵电路可包括电荷泵控制输入、耦合至多级降压转换器的供给输入的电荷泵供给输入以及耦合至多级降压转换器的供给输入的电荷泵输出。升压电荷泵包括多个开关和提供三种操作模式的两个飞跨电容器。在充电操作模式中，飞跨电容器串联耦合在电荷泵供给输入与地极之间，其中飞跨电容器可切換地脱离电荷泵输出。在第一升压操作模式中，飞跨电容器并联布置在电荷泵输出与电荷泵供给输入之间以在电荷泵输出产生1.5倍的DC电压输出。在第二升压操作模式中，飞跨电容器串联布置在电荷泵输出与电荷泵供给输入之间以在电荷泵输出产生2倍的DC电压输出。多级降压转换器可包括四种操作模式。在第一操作模式中，系列开关打开，升压电荷泵处于充电操作模式，并且分路开关闭合以在开关电压输出产生零伏。在第二操作模式中，系列开关闭合，升压电荷泵处于充电操作模式，并且分路开关打开以在开关电压输出产生DC电压输出。在第三操作模式中，系列开关和分路开关都打开，并且升压电荷泵处于第一升压操作模式以在开关模式输出产生1.5倍的DC电压输出。在第四操作模式中，系列开关和分路开关都打开，并且升压电荷泵处于第二升压操作模式以在开关模式输出产生2倍的DC电压输出。
[0024]本领域技术人员在结合附图阅读以下【具体实施方式】之后将领会到本公开的范围并且实现其附加方面。
【专利附图】

【附图说明】
[0025]并入本说明书并且形成本说明书的一部分的附图示出了本公开的若干方面，并且与描述一起用于解释本公开的原理。
[0026]图1A描绘了用于管理供给到线性RF功率放大器的功率的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例。
[0027]图1B描绘了用于管理供给到线性RF功率放大器的功率的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例。
[0028]图2A进ー步详细地描绘了图1A的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例。
[0029]图2B进ー步详细地描绘了图1B的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例。
[0030]图3A描绘了多级电荷泵降压转换器的一部分的实施例。
[0031]图3B描绘了多级电荷泵降压转换器的一部分的另ー实施例。
[0032]图3C描绘了多级电荷泵降压转换器的一部分的另ー实施例。
[0033]图3D描绘了多级电荷泵降压转换器的一部分的另ー实施例。
[0034]图3E描绘了降压转换的一部分的另ー实施例。
[0035]图3F描绘了降压转换的一部分的另ー实施例。
[0036]图3G描绘了降压转换的一部分的另ー实施例。
[0037]图3H描绘了降压转换的一部分的另ー实施例。
[0038]图31描绘了用于具有反馈补偿的多级电荷泵降压转换器的切換器控制电路的实施例。
[0039]图3J描绘了用于具有反馈补偿的多级电荷泵降压转换器的切換器控制电路的实施例。[0040]图3K描绘了用于具有反馈补偿的多级电荷泵降压转换器的切換器控制电路的实施例。
[0041]图3L描绘了用于具有反馈补偿的多级电荷泵降压转换器的切換器控制电路的实施例。
[0042]图3M描绘了用于具有反馈补偿的降压转换器的切換器控制电路的实施例。
[0043]图3N描绘了用于具有反馈补偿的降压转换器的切換器控制电路的实施例。
[0044]图3P描绘了用于具有反馈补偿的降压转换器的切換器控制电路的实施例。
[0045]图3Q描绘了用于具有反馈补偿的降压转换器的切換器控制电路的实施例。
[0046]图3R描绘了用于具有反馈补偿的多级电荷泵降压转换器的切換器控制电路的实施例。
[0047]图4A描绘了多级电荷泵降压转换器的切換器控制电路的阈值检测器和控制电路的实施例。
[0048]图4B描绘了多级电荷泵降压转换器的切換器控制电路的阈值检测器和控制电路的另ー实施例。
[0049]图4C描绘了多级电荷泵降压转换器的切換器控制电路的阈值检测器和控制电路的另ー实施例。
[0050]图4D描绘了多级电荷泵降压转换器的切換器控制电路的阈值检测器和控制电路的另ー实施例。
[0051]图4E描绘了降压转换器的阈值检测器和控制电路的实施例。
[0052]图4F描绘了降压转换器的阈值检测器和控制电路的另ー实施例。
[0053]图4G描绘了降压转换器的阈值检测器和控制电路的另ー实施例。
[0054]图4H描绘了降压转换器的阈值检测器和控制电路的另ー实施例。
[0055]图41描绘了包括反馈补偿的多级电荷泵降压转换器的阈值检测器和控制电路的实施例。
[0056]图4J描绘了包括反馈补偿的多级电荷泵降压转换器的阈值检测器和控制电路的实施例。
[0057]图4K描绘了包括反馈补偿的多级电荷泵降压转换器的阈值检测器和控制电路的
另ー实施例。
[0058]图4L描绘了包括反馈补偿的多级电荷泵降压转换器的阈值检测器和控制电路的
另ー实施例。
[0059]图4M描绘了包括反馈补偿的降压转换器的阈值检测器和控制电路的实施例。
[0060]图4N描绘了包括反馈补偿的降压转换器的阈值检测器和控制电路的另ー实施例。
[0061]图4P描绘了包括反馈补偿的降压转换器的阈值检测器和控制电路的另ー实施例。
[0062]图4Q描绘了包括反馈补偿的降压转换器的阈值检测器和控制电路的另ー实施例。
[0063]图4R描绘了包括反馈补偿的多级电荷泵降压转换器的阈值检测器和控制电路的
另ー实施例。[0064]图5A描绘了图4A的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0065]图5B描绘了图4B的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0066]图5C描绘了图4C的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0067]图描绘了图4D的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0068]图5E描绘了图4E的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0069]图5F描绘了图4F的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0070]图5G描绘了图4G的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0071]图5H描绘了图4H的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0072]图5L描绘了图4L的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0073]图5Q描绘了图4Q的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0074]图5R描绘了图4R的阈值检测器和控制电路的第一状态机的实施例。
[0075]图6A描绘了图4A的阈值检测器和控制电路的第二状态机的实施例。
[0076]图6B描绘了图4B的阈值检测器和控制电路的第二状态机的实施例。
[0077]图6C描绘了图4C的阈值检测器和控制电路的第二状态机的实施例。
[0078]图6D描绘了图4D的阈值检测器和控制电路的第二状态机的实施例。
[0079]图6L描绘了图4L的阈值检测器和控制电路的第二状态机的实施例。
[0080]图6R描绘了图4R的阈值检测器和控制电路的第二状态机的实施例。
[0081]图7A描绘了伪包络线跟随器功率管理系统的多级电荷泵电路的一个实施例。
[0082]图7B描绘了伪包络线跟随器功率管理系统的多级电荷泵电路的另ー实施例。
[0083]图7C描绘了伪包络线跟随器功率管理系统的多级电荷泵电路的又ー实施例。
[0084]图8描绘了伪包络线跟随器功率管理系统的并联放大器电路的Vcwset环电路的一个实施例。
[0085]图9A描绘了伪包络线跟随器功率管理系统的并联放大器电路的开环辅助电路的实施例。
[0086]图9B描绘了伪包络线跟随器功率管理系统的并联放大器电路的开环辅助电路的实施例。
[0087]图10描绘了伪包络线跟随器功率管理系统的并联放大器电路的并联放大器输出阻抗补偿电路的实施例。
[0088]图1lA描绘了在伪包络线跟随器功率管理系统中由多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的一个实施例。
[0089]图1lB描绘了在伪包络线跟随器功率管理系统中由多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的另ー实施例。
[0090]图1lC描绘了在伪包络线跟随器功率管理系统中由多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的另ー实施例。
[0091]图1lD描绘了在伪包络线跟随器功率管理系统中由多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的另ー实施例。
[0092]图1lE描绘了在伪包络线跟随器功率管理系统中由多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的另ー实施例。
[0093]图1lF描绘了在伪包络线跟随器功率管理系统中由多级电荷泵降压转换器产生的开关电压输出的指示的另ー实施例。
[0094]图12A描绘了用于伪包络线跟随器功率管理系统中的并联放大器的一个实施例。
[0095]图12B描绘了用于伪包络线跟随器功率管理系统中的可再充电并联放大器的一个实施例。
[0096]图12C描绘了用于伪包络线跟随器功率管理系统中的可再充电并联放大器的另ー实施例。
[0097]图12D描绘了用于伪包络线跟随器功率管理系统中的并联放大器的一个实施例。
[0098]图12E描绘了用于伪包络线跟随器功率管理系统中的可再充电并联放大器的另ー实施例。
[0099]图12F描绘了用于伪包络线跟随器功率管理系统中的可再充电并联放大器的另ー实施例。
[0100]图13描绘了包括降压转换器和并联放大器电路的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例，并联放大器电路具有开环辅助电路和并联放大器电路。
[0101]图14描绘了包括多级电荷泵降压转换器和并联放大器电路的伪包络线跟随器功率管理系统的另ー实施例，并联放大器电路具有开环辅助电路和并联放大器电路。
[0102]图15描绘了包括多级电荷泵降压转换器和并联放大器电路的伪包络线跟随器功率管通系统的另一实施例，并联放大器电路具有并联放大器电路和Voffset环电路。
[0103]图16描绘了包括多级电荷泵降压转换器和并联放大器电路的伪包络线跟随器功率管理系统的另ー实施例，并联放大器电路具有并联放大器、Vwfset环电路、开环辅助电路以及并联放大器输出阻抗补偿电路。
[0104]图17A描绘了包括降压转换器和具有可再充电并联放大器电路的并联放大器电路的伪包络线跟随器功率管理系统的另ー实施例。
[0105]图17B描绘了包括降压转换器和具有并联放大器电路的并联放大器电路的伪包络线跟随器功率管理系统的另ー实施例。
[0106]图18A描绘了具有多级电荷泵降压转换器和y C电荷泵电路的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例，UC电荷泵电路构造为向并联放大器电路提供并联放大器电源。
[0107]图18B描绘了具有多级电荷泵降压转换器和y C电荷泵电路的伪包络线跟随器功率管理系统的另ー实施例，u C电荷泵电路构造为向并联放大器电路提供并联放大器电源。
[0108]图18C描绘了具有降压转换器和y C电荷泵电路的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例，UC电荷泵电路构造为向并联放大器电路提供并联放大器电源。
[0109]图18D描绘了具有降压转换器和y C电荷泵电路的伪包络线跟随器功率管理系统的另ー实施例，UC电荷泵电路构造为向并联放大器电路提供并联放大器电源。
[0110]图19A描绘了构造为向伪包络线跟随器功率管理系统的并联放大器电路提供并联放大器电源的U C电荷泵电路的实施例。
[0111]图19B描绘了构造为向伪包络线跟随器功率管理系统的并联放大器电路提供并联放大器电源的UC电荷泵电路的另ー实施例，其中UC电荷泵电路包括降压和升压两种操作模式。
[0112]图20A-C描绘了图19A的ii C电荷泵电路对于U C电荷泵电路的不同操作模式的功能等效电路拓扑。[0113]图21描绘了构造y C电荷泵电路以便在线性RF功率放大器开始数据发送之前向并联放大器提供供给电压的方法。
[0114]图22描绘了在线性RF功率放大器开始数据发送之前对Vcwset环电路预充电的方法。
[0115]图23A描绘了包括多级电荷泵降压转换器的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例和包括开环波纹补偿辅助电路的并联放大器电路的实施例。
[0116]图23B描绘了包括降压转换器的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例和包括开环波纹补偿辅助电路的并联放大器电路的实施例。
[0117]图23C描绘了包括多级电荷泵降压转换器的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例和包括与开环辅助电路组合的开环波纹补偿辅助电路的并联放大器电路的实施例。
[0118]图23D描绘了包括降压转换器的伪包络线跟随器功率管理系统的实施例和包括与开环辅助电路组合的开环波纹补偿辅助电路的并联放大器电路的实施例。
[0119]图24描绘了在图23A-23D中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统的开环波纹补偿辅助电路和相应的可编程延迟电路的实施例。
[0120]图25描绘了对于伪包络线跟随器功率管理系统的实施例的三个实例波纹排斥响应曲线，其中每个实例波纹排斥响应曲线对应于不同的可编程延迟。
[0121]图26进ー步描绘了在图25中所描绘的高通电路的实施例。
[0122]图27A描绘了图23A-23D的开环波纹补偿辅助电路的实施例。
[0123]图27B描绘了图23A-23D的开环波纹补偿辅助电路的选择性实施例。
[0124]图28A描绘了对于具有运算放大器隔离电路的实例伪包络线跟随器功率管理系统的实例波纹排斥响应曲线。
[0125]图28B描绘了对于不具有运算放大器隔离电路的实例伪包络线跟随器功率管理系统的实例波纹排斥响应曲线。
[0126]图29A描绘了在图24中所描绘的可编程延迟电路的实施例。
[0127]图29B描绘了在图24中所描绘的可编程延迟电路的另ー实例实施例。
[0128]图30描绘了在图24中所描绘的可编程延迟电路的另ー实例实施例。
[0129]图31A描绘了在图27A中所描绘的运算放大器电路的实施例的运算放大器的实例实施例。
[0130]图31B描绘了在图27A中所描绘的运算放大器的实例实施例，其中运算放大器输出隔离电路被除去。
[0131]图32A描绘了运算放大器的运算放大器推挽输出状态电路和运算放大器受控Itok电流电路的实例实施例。
[0132]图32B描绘了运算放大器的运算放大器受控SENSE电流电路的实例实施例。
[0133]图32C描绘了运算放大器电路的实施例的Gm偏置电路和运算放大器隔离电路的实例实施例。
[0134]图32D描绘了运算放大器的Gm偏置电路的实例实施例。
[0135]图33描绘了运算放大器受控Iaffi电流电路的实例实施例的可编程跨导(Gm)输出电流函数的图示。
[0136]图34A描绘了包括数字Vkamp预失真滤波电路的并联放大器输出阻抗补偿电路的实施例。
[0137]图34B描绘了并联放大器输出阻抗补偿电路的选择性实施例。
[0138]图34C描绘了包括模拟Vkamp预失真滤波电路的并联放大器输出阻抗补偿电路的另ー实施例。
[0139]图34D描绘了并联放大器输出阻抗补偿电路的选择性实施例。
[0140]图34E描绘了并联放大器输出阻抗补偿电路的选择性实施例。
[0141]图35描绘了数字Vkamp预失真滤波器和Veamp数模(D/A)电路的实施例。
[0142]图36描绘了可变延迟电容器的实例实施例。
[0143]图37描绘了由图30中所描绘的可编程延迟电路提供的作为ニ进制加权可编程电容器阵列的函数的总延迟时间的实例曲线图。
[0144]图38A描绘了包括与多级电荷泵降压转换器组合的反馈延迟补偿电路的伪包络线跟随器功率管理系统的实例实施例。
[0145]图38B描绘了包括与降压转换器组合的反馈延迟补偿电路的伪包络线跟随器功率管理系统的实例实施例。
[0146]图39A描绘了图38A和图38B的反馈延迟补偿电路的实施例的框图。
[0147]图39B描绘了图38A和图38B的反馈延迟补偿电路的另ー实施例。
【具体实施方式】
[0148]下文陈述的实施例代表使得本领域技术人员能够实践本公开所必要的信息并且示出了实践本公开的最佳方式。在结合附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念并且将意识到未在文中特别处理的这些概念的应用。应当理解到这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。
[0149]文中所公开的实施例涉及ー种伪包络线跟随器功率管理系统，其包括并联放大器和开关模式电源转换器，二者协同耦合以在耦合至线性RF功率放大器的电源输出产生电源电压。并联放大器输出与功率放大器供给输出通信。并联放大器支配开关模式电源转换器的操作并且基于Veamp信号调节功率放大器供给电压。并联放大器电路包括开环高频补偿辅助电路，其基于包含在功率电感器的波纹电流中的高频波纹电流的估计值产生高频波纹补偿电流。高频波纹补偿电流被注入并联放大器电路输出以在功率放大器供给输出消除高频波纹电流。
[0150]具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统的第一实施例包括开关模式电源转换器和开环高频波纹补偿辅助电路。例如，开关模式电源转换器可构造为作为降压转换器进行操作。作为另ー实例，开关模式电源转换器可构造为作为多级电荷泵降压转换器进行操作。开关模式电源可产生开关输出电压和开关电压输出估计值。开关电压输出估计值可提供开关输出电压的将来电压电平的早期指示。例如，在一些实施例中，开关模式电源转换器还可包括可编程延迟电路、切换器控制电路以及缓冲換算器。切换器控制电路可产生数字开关电压输出信号，其代表用于控制开关模式电源转换器产生开关输出电压的切换器控制电路的状态。可编程延迟电路可接收数字开关电压输出信号，并且将数字开关电压输出信号延迟可编程延迟周期以产生延迟的数字开关电压输出信号。缓冲換算器构造为接收延迟的数字开关电压输出信号，并且基于延迟的数字开关电压输出信号和缓冲換算器产生开关电压输出估计值。
[0151 ] 开环高频波纹补偿辅助电路构造为接收开关电压输出估计值和Vkamp信号。基于开关电压输出估计值和Vkamp信号，开环高频波纹补偿辅助电路产生高频波纹补偿电流。开环高频波纹补偿辅助电路对功率放大器供给输出施加高频波纹补偿电流以降低功率放大器供给输出的高频波纹电流。功率放大器供给输出构造为对线性射频功率放大器供电。以位于大体靠近通信网络中的操作波段的收发双向偏移量的频带产生高频波纹补偿电流，其中高频波纹补偿电流的频带具有与操作波段的接收器信道频带的带宽大体相等的带宽。
[0152]在某些实施例中，开关模式电源转换器还包括可编程延迟电路，其构造为将开关电压输出估计值的产生延迟可编程延迟周期。可编程延迟周期可构造为暂时对准开关电压输出估计值与Veamp信号以将功率放大器供给输出的波纹排斥响应中的切ロ定位为靠近操作波段的收发双向偏移量。另外，开环高频波纹补偿辅助电路可基于高频波纹补偿电流产生成比例的高频波纹补偿电流估计值，其可以被用作对开关模式电源转换器的反馈信号的一部分。作为实例，开关模式电源转换器可接收反馈信号，其中反馈信号基于成比例的高频波纹补偿电流估计值，其中开关模式电源转换器基于反馈信号调整开关输出电压。在某些实施例中，具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统还包括并联放大器。并联放大器接收Vkamp信号和来自功率放大器供给输出的功率放大器供给电压。基于Vkamp信号与功率放大器供给电压之间的差值，并联放大器产生并联放大器输出电流。并联放大器对功率放大器供给输出施加并联放大器输出电流来控制功率放大器供给电压。另外，并联放大器可基于并联放大器输出电流产生成比例的并联放大器输出电流估计值。成比例的并联放大器输出电流估计值可与成比例的高频波纹补偿电流估计值组合以生成被提供到开关模式电源转换器的反馈信号。
[0153]开环高频波纹补偿辅助电路的某些实施例可包括:滤波网络，其具有第一节点和第二节点；反馈网络，其具有第一节点和第二节点；以及运算放大器，其包括非反相输入、反相输入以及运算放大器输出。滤波网络的第一节点可构造为接收开关电压输出估计值。滤波网络的第二节点可以与运算放大器的反相输入通信。反馈网络的第一节点可以与滤波网络的第二节点和运算放大器的反相输入通信。另外，反馈网络的第二节点可以与运算放大器输出通信。运算放大器可构造为产生高频波纹补偿电流。运算放大器也可构造为产生作为高频波纹补偿电流的函数的成比例的高频波纹补偿电流估计值。运算放大器可包括与运算放大器输出通信的第一推挽输出级，其中第一推挽输出级产生运算放大器输出电流。具有偏置电容的偏置电容器和偏置电阻器可串联布置在运算放大器输出与參考电压之间。例如，參考电压可接地。第一推挽输出级可具有第一级跨导。偏置电容可构造为使得在位于大体靠近通信网络中的操作波段的收发双向偏移量的频带中第一推挽输出级的第一级跨导大体等于偏置电阻器的跨导。开环高频波纹补偿辅助电路也可包括运算放大器输出隔离电路，其包括与运算放大器输出通信的高阻抗输入和与反馈网络的第二节点通信的隔离反馈节点。运算放大器也可包括第二推挽输出级，其构造为产生高频波纹补偿电流，其中高频波纹补偿电流被镜像到运算放大器输出电流。第二推挽输出级可包括可编程第二输出级跨导。可编程第二输出级跨导可以是可编程跨导參数的大体线性函数。开环高频波纹补偿辅助电路可基于可编程第二输出级跨导调整高频波纹补偿电流的幅值。运算放大器也可包括第三推挽输出级，其构造为基于感测比例因子产生作为高频波纹补偿电流的函数的成比例的高频波纹补偿电流估计值。
[0154]滤波网络可与开环波纹补偿辅助电路的波纹响应的第一转角频率相关联。反馈网络可与开环波纹补偿辅助电路的频率响应的第二转角频率相关联。在某些情况下，第一转角频率具有位于3MHz与11.5MHz之间的可编程范围，并且第二转角频率具有位于3MHz与
11.5MHz之间的可编程范围。在其他情况下，第一转角频率大体等于6MHz，并且第二转角频率大体等于6MHz。
[0155]另ー实例实施例包括用于降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的方法。该方法可包括利用开关模式电源转换器产生开关输出电压和开关电压输出估计值的第一步骤，其中开关电压输出估计值提供开关输出电压的将来电压电平的早期指示。该方法可包括在开环高频波纹补偿辅助电路接收开关电压输出估计值和Vkamp信号的步骤。该方法可包括基于开关电压输出估计值和Veamp信号产生高频波纹补偿电流的步骤。该方法可包括对功率放大器供给输出施加高频波纹补偿电流以降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的步骤。在某些实施例中，基于开关电压输出估计值和Veamp信号产生高频波纹补偿电流可包括在位于大体靠近通信网络中的操作波段的收发双向偏移量的频带内产生高频波纹补偿电流。另外，高频波纹补偿电流的频带可具有与操作波段的接收器信道频带的带宽大体相等的带宽。在某些实施例中，产生开关电压输出估计值可包括将开关电压输出估计值的产生延迟可编程延迟周期以暂时对准开关电压输出估计值与Vkamp信号从而将功率放大器供给输出的波纹排斥响应中的切ロ定位为靠近操作波段的收发双向偏移量。另外，该方法还可包括基于频波纹补偿电流产生成比例的高频波纹补偿电流估计值的步骤。基于成比例的高频波纹补偿电流估计值，该方法可形成反馈信号，该反馈信号被提供到开关模式电源转换器。开关模式电源转换器可基于反馈信号调整开关输出电压。在某些实施例中，开关模式电源转换器构造为降压转换器。选择性地，在其他实施例中，开关模式电源转换器构造为多级电荷泵降压转换器。
[0156]这里公开的实施例还涉及用于管理传递到线性RF功率放大器的功率的线性RF功率放大器。伪包络线跟随器功率管理系统的ー个实例实施例可包括开关模式电源转换器和并联放大器，二者协同耦合以向线性RF功率放大器提供线性RF功率放大器供给。伪包络线跟随器功率管理系统可包括构造为向并联放大器供电的电荷泵。电荷泵可产生多个输出电压电平。电荷泵可以是升压电荷泵或升压/降压电荷泵。伪包络线跟随器功率管理系统可包括偏移电压控制电路，其构造为对开关模式电源转换器提供反馈以调节跨越耦合器件两端开发的偏移电压，该耦合器件将并联放大器的输出耦合到线性RF功率放大器供给。
[0157]用于线性射频功率放大器的功率管理系统的另一实例实施例包括开关模式电源转换器和并联放大器，二者协同耦合以产生对于射频器件的线性射频功率放大器的线性射频功率放大器供给输出。开关模式电源转换器可构造为在开关电压输出上产生多个开关电压电平。开关模式电源转换器的开关电压输出可经由功率电感器耦合至线性射频功率放大器供给输出。旁路电容器可耦合在线性射频功率放大器供给输出与地极之间使得功率电感器和旁路电容器形成对于开关模式电源转换器的低通滤波器。并联放大器可包括并联放大器输出，其经由耦合器件耦合至线性射频功率放大器供给输出。作为实例，耦合器件可以是耦合电容器。功率管理系统还可包括电荷泵，其构造为提供电荷泵并联放大器电源输出。电荷泵可包括第一飞跨电容器、第二飞跨电容器、多个开关，其可操作地耦合以形成电荷泵并联放大器电源输出。电荷泵可构造为在电荷泵并联放大器电源输出上选择性地产生从电源电压得出的各种输出电压电平。另外，电荷泵并联放大器电源输出可构造为向并联放大器提供操作电源电压。
[0158]伪包络线跟随器功率管理系统的另一实例实施例可包括多级电荷泵降压转换器和并联放大器，其构造为串联操作以产生对于线性RF功率放大器的功率放大器供给电压输出。多级电荷泵降压转换器可包括构造为接收直流(DC)电压的供给输入和开关电压输出。开关电压输出通过功率电感器耦合至功率放大器供给电压输出，其中功率电感器耦合至旁路电容器以形成用于多级电荷泵降压转换器的开关电压输出的输出滤波器。并联放大器可包括构造为接收直流(DC)电压的供给输入、放大器输出、构造为接收Vkamp信号的第一控制输入以及构造为接收功率放大器供给电压的第二控制输入。放大器输出可通过耦合电路耦合至功率放大器供给电压。在伪包络线跟随器系统的某些实施例中，耦合电路可以是偏移电容器。在伪包络线跟随器系统的其他实施例中，耦合电路可以是导线迹线使得放大器输出与功率放大器供给电压之间的偏移电压为零伏。
[0159]另外，多级电荷泵降压转换器可产生前馈控制信号，其构造为提供到并联放大器的开关电压输出的输出状态的指示。在某些实施例中，提供开关电压输出作为前馈控制信号。在其他实施例中，前馈控制信号由切换器控制电路产生并且基于切换器控制电路的状态提供开关电压输出的指示。并联放大器可包括提供并联放大器的输出电流的估计值的功率放大器输出电流估计值信号。在伪包络线跟随器系统的某些实施例中，并联放大器还可产生阈值偏移信号。阈值偏移信号可构造为估计跨越耦合电路出现的偏移电压的幅值。
[0160]多级降压转换器可包括构造为接收直流(DC)电压的供给输入、耦合至功率电感器的开关电压输出、切换器控制电路、具有控制输入的多级电荷泵电路、构造为接收DC电压的电荷泵供给输入、具有第一开关终端、第二开关终端和系列控制终端的系列开关以及具有第一开关终端、第二开关终端和分路控制终端的分路开关。系列开关的第一終端可耦合至多级降压转换器的供给输入。系列开关的第二終端可耦合至系列开关的第一终端以形成开关电压输出。系列开关的第二終端可耦合至地扱。升压电荷泵电路可包括电荷泵控制输入、耦合至多级降压转换器的供给输入的电荷泵供给输入以及耦合至多级降压转换器的供给输入的电荷泵输出。升压电荷泵包括多个开关和提供三种操作模式的两个飞跨电容器。在充电操作模式中，飞跨电容器串联耦合在电荷泵供给输入与地极之间，其中飞跨电容器可切換地脱离电荷泵输出。在第一升压操作模式中，飞跨电容器并联布置在电荷泵输出与电荷泵供给输入之间以在电荷泵输出产生1.5倍的DC电压输出。在第二升压操作模式中，飞跨电容器串联布置在电荷泵输出与电荷泵供给输入之间以在电荷泵输出产生2倍的DC电压输出。多级降压转换器可包括四种操作模式。在第一操作模式中，系列开关打开，升压电荷泵处于充电操作模式，并且分路开关闭合以在开关电压输出产生零伏。在第二操作模式中，系列开关闭合，升压电荷泵处于充电操作模式，并且分路开关打开以在开关电压输出产生DC电压输出。在第三操作模式中，系列开关和分路开关都打开，并且升压电荷泵处于第一升压操作模式以在开关模式输出产生1.5倍的DC电压输出。在第四操作模式中，系列开关和分路开关都打开，并且升压电荷泵处于第二升压操作模式以在开关模式输出产生2倍的DC电压输出。
[0161]图1A和2A描绘了伪包络线跟随器功率管理系统IOA的实例实施例，其包括多级电荷泵降压转换器12、并联放大器电路14、功率电感器16、耦合电路18以及旁路电容器
19。旁路电容器19具有旁路电容器电容Cbypass。多级电荷泵降压转换器12和并联放大器电路14可构造为串联操作以对于线性RF功率放大器22在伪包络线跟随器功率管理系统IOA的功率放大器供给输出28产生功率放大器供给电压V。。。功率放大器供给输出28向线性RF功率放大器22提供输出电流IQUT。线性RF功率放大器22可包括构造为接收调制RF信号的功率放大器输入Pin和耦合至输出负载Zum的功率放大器输出Pot。作为实例,输出负载Zumd可以是天线。
[0162]多级电荷泵降压转换器12可包括构造为接收来自电池20的直流(DC)电压Vbat的供给输入24 (Vbat)和构造为提供开关电压Vsw的开关电压输出26。开关电压输出26可通过功率电感器16耦合至功率放大器供给输出28，其中功率电感器16耦合至旁路电容器19以形成用于多级电荷泵降压转换器12的开关电压输出26的输出滤波器29。功率电感器16向率放大器供给输出28提供电感器电流Isw OTT。并联放大器电路14可包括造为接收来自电池20的直流(DC)电压Vbat的并联放大器供给输入30、并联放大器输出32A、构造为接收Vkamp信号的第一控制输入34和构造为接收功率放大器供给电压V。。的第二控制输入。并联放大器电路14的并联放大器输出32A可通过耦合电路18耦合至功率放大器供给电压\c。由并联放大器电路14提供并联放大器输出电压VPAEA—MP。
[0163]作为实例，并联放大器电路14可基于Vkamp信号与功率放大器供给电压V。。之间的差值产生并联放大器输出电压VPAKA—AMP。这样，Veamp信号可代表模拟或数字信号，其包含用于线性RF功率放大器的功率放大器集电极的所需供给调制信息。典型地，Vkamp信号作为微分模拟信号被提供到并联放大器电路14以提供对于可能在此信号上出现的任何噪声或刺激的共模排斥。Vkamp信号可以是由收发器或调制解调器产生并且用于发送射频(RF)信号的时域信号VKAMP(t)。例如，Vkamp信号可由收发器或调制解调器的数字基带处理部分产生，其中数字Vkamp信号Veamp d1-被数模转换以形成模拟域中的Veamp信号。在某些实施例中，“模拟” Vkamp信号是微分信号。收发器或调制解调器可基于已知的RF调制Amp (t) *cos (2*pi*fKF*t+P haSe (t))产生Veamp信号。Veamp信号可代表对于将在伪包络线跟随器功率管理系统IOA的功率放大器供给输出28产生的功率放大器供给电压V。。的目标电压，其中伪包络线跟随器功率管理系统IOA向线性RF功率放大器22提供功率放大器供给电压V。。。此外，Veamp信号可从耦合至RF输入功率放大器的检测器产生。
[0164]例如，并联放大器电路14包括向I禹合电路18提供并联放大器输出电压VPAKA—MP的并联放大器输出32A。并联放大器输出32A向I禹合电路18发出并联放大器电路输出电流IPAWA—OTT。在图1A和图1B中所描绘的并联放大器电路14可向多级电荷泵降压转换器12提供并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa?作为并联放大器电路14的并联放大器电路输出电流Ipawa ott的估计值。这样，并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa?代表由并联放大器电路提供的作为对多级电荷泵降压转换器12的反馈信号的并联放大器电路输出电流Ipawa ott的估计值。基于并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa?，多级电荷泵降压转换器12可构造为控制在多级电荷泵降压转换器12的开关电压输出26提供的开关电压
' SW。
[0165]在图1A所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOA和图1B所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOB的某些实施例中，耦合电路18可以是偏移电容器Qwsetij可跨越耦合电路18两端开发偏移电压VcwseP在其他选择性实施例中，耦合电路可以是导线迹线使得并联放大器输出电压VPAEA—MP与功率放大器供给电压输出V。。之间的偏移电压Vktset为零伏。在另外的实施例中，耦合电路可以是变压器。
[0166]作为实例，在图2A中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOA是在图1A中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统10的实例实施例。不同于在图1A中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统10，在图2A中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOA包括多级电荷泵降压转换器12A的实施例和具有并联放大器电路32的并联放大器电路14A。并联放大器电路32包括并联放大器35和并联放大器感测电路36。并联放大器电路14A还包括并联放大器输出阻抗补偿电路37，其构造为接收Veamp:信号并且提供被补偿的Veamp信号Veamp c作为对并联放大器35的输入。并联放大器电路14A还包括并联放大器输出阻抗补偿电路37，其构造为接收Vkamp信号并且产生作为Vkamp信号的函数的被补偿的Vkamp信号V謙—c。并联放大器35产生并联放大器输出电流Ipakajw以基于被补偿的Vkamp信号VKAMP—。与在功率放大器供给输出28产生的功率放大器供给电压Vcc之间的差值在并联放大器输出32A产生并联放大器输出电压VPAKA—AMP。并联放大器感测电路36产生成比例的并联放大器输出电流估计值Ip?—AMPjiMiE，其是由并联放大器35产生的并联放大器输出电流IPAKA—MP的分式表不。选择性地，在不包括并联放大器输出阻抗补偿电路37的并联放大器电路14的那些实施例中，并联放大器35产生并联放大器输出电流IPAEA—AMP以基于Veamp信号与功率放大器供给电压Vcc之间的差值产生并联放大器输出电压Vpaea AMP。并联放大器电路14A还可包括开环辅助电路39，其构造为接收前馈控制信号38VSWITQIEK、成比例的并联放大器输出电流估计值IpaeaAMP_SENSE以及Vkamp信号。响应于前馈控制信号38VSWIrcHEK、成比例的并联放大器输出电流估计值Ipm—MT—SENSE以及Vka mp信号，开环辅助电路39可构造为产生开环辅助电流IASSIST。可将开环辅助电流Iassist提供到并联放大器输出32A。由并联放大器35产生的并联放大器输出电流-1PARA—MP和由开环辅助电路39产生的开环辅助电路电流Iassist可以被组合以形成并联放大器电路14A的并联放大器电路输出电流Ip皿—。UT。并联放大器电路14A还可包括Vqffset环电路41，其构造为产生阈值偏移电流42ITHKESmD—OTFSET。可从并联放大器电路14A提供阈值偏移电流42Ithkesmiuwset作为对多级电荷泵降压转换器12A的反馈信号。Vwfset环电路41可构造为提供阈值偏移电流42ITHKESmD—^ffset作为跨越耦合电路18两端出现的偏移电压Vwfset的幅值的估计值。在耦合电路是导线迹线使得偏移电压Vcwset始终为零伏的那些情况下，并联放大器电路14A不可向多级电荷泵降压转换器12A提供阈值偏移电流42ITHKESmD—WFSET。在图8中描绘了 Votfset环电路41的实施例。另外，在图18A和图18C中所描绘的Votfset环电路41A的另ー实施例代表在图2A、2B、8、18A以及18C中描绘的Vqffset环电路41的选择性实施例。此外，同样如下文所述，在图18B和图18D中所描绘的Vqffset环电路41B的选择性实施例代表在图2A、2B、8、18B以及18D中描绘的Vqffset环电路41的选择性实施例。另外，另ー实例是在图2B中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统10B，其类似于在图1B中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOB的实施例。伪包络线跟随器功率管理系统IOB就形式和功能而言在操作上和功能上类似于在图2A中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOA0然而，不同于在图2A中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统10A，伪包络线跟随器功率管理系统IOB包括构造为产生估计的开关电压输出38BVsw est的多级电荷泵降压转换器12B和构造为接收估计的开关电压输出38BVSW EST而不是前馈控制信号38Vswitchek的并联放大器电路14B。结果，如在图2B中所描绘的，并联放大器电路14B的开环辅助电路39构造为仅使用估计的开关电压输出38BVSW EST而不是前馈控制信号38VswircHEK。
[0167]现在将參考图3A解释在图1A和图2A中所描绘的前馈控制信号38VswircHEK的产生。作为实例，多级电荷泵降压转换器12和12A可分别构造为产生前馈控制信号38VSWITaiEK以向并联放大器电路14提供开关电压输出26的输出状态的指示。作为实例，图3A描绘了切换器控制电路52A的在图2A中所描绘的切换器控制电路52的实施例。在图3A中，由开关43提供前馈控制信号38VswircHEK。开关43可通过VswitqieilroNTm信号构造为提供来自阈值检测器和控制电路132A的开关电压输出Vsw的指示或来自换算器电路的开关电压输出Vsw的成比例版本作为前馈控制信号38Vswit_。阈值检测器和控制电路132A可基于切换器控制电路52A的状态产生估计的开关电压输出38BVSW EST，其中开关电压输出38BVSW EST基于切换器控制电路52A的状态提供开关电压输出Vsw的指示。由于多级电荷泵降压转换器12A的切换器控制电路52A、多级电荷泵电路56和开关电路58内的传播延迟，基于切换器控制电路52A的状态的开关电压输出Vsw的指不是指不在开关电压输出26的开关电压输出Vsw的何种程度电压电平将基于切换器控制电路52A的状态而不是在开关电压输出26的开关电压输出Vsw的当前电压电平的前馈信号。这样，在开关电压输出26的估计的开关电压输出38BVSff EST可提供开关电压输出Vsw将来将成为何种程度电压电平的早期预示而不是在开关电压输出26的开关电压输出Vsw的当前电压电平。相反，換算器电路可通过换算开关电压输出26VSW而产生成比例的开关电压输出38AVswsmED，其中成比例的开关电压输出38AVSWSMLED提供开关电压输出Vsw的成比例 版本。这样，成比例的开关电压输出38AVSW—SCAua)是当前在开关电压输出26的电压电平而不是将来电压电平的成比例版本。相应地，开关43可构造为使得前馈控制信号38VSWITaiEK，提供估计的开关电压输出38BVSW EST或成比例的开关电压細出 38AVSW—SCAI；ED 作为前馈控制信号38Vswitqiek。
[0168]现在将參考图3B描述在图1B中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOB的另ー实施例。如在图1B中所描绘的，多级电荷泵降压转换器12B可构造为向并联放大器电路14B提供成比例的开关电压输出38AVSW SQMD和估计的开关电压输出38BVsw est。作为另ー实例，在图2B中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOB可构造为仅提供估计的开关电压输出38BVSW EST作为对并联放大器电路14B的前馈信号。
[0169]现在将继续參考在图2A中所描绘的联放大器电路14A的实施例和在图2B中所描绘的联放大器电路14B的实施例描述在在图1A中所描绘的并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa?的生成。在图2A和2B中所描绘的并联放大器电路14A和并联放大器电路14B的实施例可提供并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa?，其中并联放大器电路输出电流估计值40I_—OTT—EST包括成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—AMP—SENSE和成比例的开环辅助电路输出电流估计值IASSIST—SENSE。成比例的并联放大器输出电流估计值IPAKA—MT—sense是由并联放大器电路32的并联放大器感测电路36产生的并联放大器输出电流IPAEA—MP的成比例估计值。在某些选择性实施例中，并联放大器35可直接产生并联放大器输出电流IPAEA_MP_SENSE的成比例估计值。成比例的开环辅助电路电流估计值是由开环辅助电路39产生的开环辅助电路电流Iassist的成比例估计值。在图1A和IB中所描绘的并联放大器电路14的其他选择性实施例中，并联放大器电路14不包括开环辅助电路39。在那些不包括开环辅助电路39的图1A和IB中所描绘的并联放大器电路14的实施例中，并联放大器电路输出电流估计值40Ip皿—OTT—EST可仅基于成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—
AMP—SENSE °
[0170]返回到图1A和1B，伪包络线跟随器功率管理系统IOA和IOB还可包括耦合至控制器50的控制总线44。控制总线44可耦合至多级电荷泵降压转换器12的控制总线接ロ 46和并联放大器电路14的控制总线接ロ 48。控制器50可包括各种逻辑块、模块和电路。控制器50可利用下述来实施或执行:处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑电路、分立硬件组件或被设计为执行文中所述功能的任何组合。处理器可以是微处理器，但在备选方案中，处理器可以是任何传统的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可以被实施为计算装置的组合。作为实例，计算装置的组合可包括DSP与微处理器的组合、多个微处理器、ー个或多个微处理器结合DSP芯或任何其他这类构造。控制器还可包括或被实施为硬件和存储在存储器中的计算机可执行指令，并且可位于例如随机存取存储器(RAM)、闪存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM (EPROM)、电可擦除可编程ROM (EEPR0M)、寄存器、硬盘、可移除硬盘、CD-ROM或本领域已知的计算机可读介质的任何其他形式。示例性存储介质可耦合至处理器使得处理器可以从存储介质读取信息及将信息写入存储介质。在备选方案中，存储介质或存储介质的一部分可以被集成到处理器中。处理器和存储介质可位于ASIC中。
[0171]图2A和图2B分别描绘了伪包络线跟随器功率管理系统IOA和伪包络线跟随器功率管理系统10B，其包括多级电荷泵降压转换器12A和多级电荷泵降压转换器12B的实施例。如在图2A和图2B中所描绘的，图1A和图1B的多级电荷泵降压转换器12的某些实施例可包括FLL电路54，其构造为与如图2A和图2B中所描绘的切换器控制电路52进行互操作。选择性地，多级电荷泵降压转换器12A和多级电荷泵降压转换器12B的某些实施例可不包括FLL电路54或构造为利用正被停用的FLL电路54操作。
[0172]如在图2A和图2B中所进ー步描绘的，切换器控制电路52的某些实施例可构造为控制多级电荷泵电路56和开关电路58的操作从而分别在多级电荷泵降压转换器12A或多级电荷泵降压转换器12B的开关电压输出26上产生开关电压Vsw。例如，切换器控制电路52可使用电荷泵模式控制信号60来构造多级电荷泵电路56的操作从而向开关电路58提供电荷泵输出64。选择性地，切换器控制电路52可产生串联开关控制信号66以构造开关电路58从而经由耦合在供给输入24与开关电压输出26之间的第一开关元件提供与来自电池20的DC电压Vbat大体相等的开关电压Vsw。作为另ー实例，切换器控制电路52可构造开关电路58从而通过耦合至地极的第二开关元件提供开关电压Vsw使得开关电压Vsw大体等于地极。
[0173]另外，在图2A中所描绘的并联放大器电路14A和在图2B中所描绘的并联放大器电路14B可构造为向切换器控制电路52提供并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa?和阈值偏移电流42Ithkesmii OTFSET，以便控制切换器控制电路52的操作。如以下详细讨论的，切换器控制电路52的某些实施例可构造为接收并且使用并联放大器电路输出电流估计值40IPAffA_ouT_EST>阈值偏移电流42ITHKESmD—WFSET和/或其组合以控制切换器控制电路52的操作。
[0174]例如，切换器控制电路52可使用并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa?、阈值偏移电流42Ithkeskm OTFSET和/或其组合来确定来自多级电荷泵电路56的开关电压Vsw所提供的电压幅值。[0175]在图2A和图2B中所描绘的切换器控制电路52的某些实施例可构造为与FLL电路54互操作。作为实例，图3A描绘了构造为与FLL电路54的实例实施例，其被描绘为FLL电路54A，互操作的切换器控制电路52A的实例实施例。为了清晰起见，并且非限制性地，将继续參考在图2A中所描绘的多级电荷泵降压转换器12A来完成切换器控制电路52A和FLL电路54A的操作的描述。
[0176]如在图3A中所描绘的，多级电荷泵降压转换器12A的某些实施例可包括切换器控制电路52A、频率锁环(FLL)电路54A的实施例、多级电荷泵电路56以及开关电路58。切换器控制电路52A可与频率锁环(FLL)电路54A通信。频率锁环(FLL)电路54A可与时钟參考139通信。多级电荷泵电路56和开关电路58可构造为接收来自多级电荷泵降压转换器12的供给输入24的DC电压Vbat。
[0177]时钟參考139可向频率锁环(FLL)电路54A提供时钟參考信号139A。另外，切換器控制电路52A可向频率锁环(FLL)电路54A提供开关电压输出Vsw EST QUT的逻辑电平指示。关于图4A的逻辑电路148A讨论开关电压输出Vsw EST QUT的逻辑电平指示。在图1A和图1B的多级电荷泵降压转换器12的某些实施例中，多级电荷泵降压转换器12可不包括频率锁环(FLL)电路54和时钟參考139，如图3C和3D所描绘的那样。
[0178]切换器控制电路52A可构造为从并联放大器电路14A接收并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa?和阈值偏移电流42ITHKES_—^tset。切换器控制电路52A可向多级电荷泵电路56的电荷泵模式控制输入62提供电荷泵模式控制信号60。基于电荷泵模式控制信号60，多级电荷泵电路56可产生多个输出电压之一或在电荷泵输出64呈现开路。切換器控制电路52A还可向开关电路58提供串联开关控制信号66和分路开关控制信号68。
[0179]开关电路58可包括串联开关70和分路开关72。串联开关70和分路开关72可以是诸如场效应晶体管、基于绝缘体在半导体上的晶体管或基于双极的晶体管等基于固态的开关。串联开关70可包括第一开关终端74、第二开关终端76以及耦合至串联开关控制信号66的串联开关控制终端78。 分路开关72可包括第一开关终端80、第二开关终端82以及耦合至分路开关控制信号68的分路开关控制终端83。如图1A和2A所描绘的，串联开关70的第一开关终端74可耦合至多级电荷泵降压转换器12和12A的供给输入24(Vbat)。串联开关70的第二开关终端76可耦合至分路开关72的第一开关终端80和电荷泵输出64以形成开关电压输出26。分路开关72的第二开关终端82可耦合至地扱。
[0180]如图7A中所描绘的，继续參考图1A、2A以及3A，多级电荷泵电路56可包括电荷泵控制电路84A、包括第一开关86、第二开关88、第三开关90、第四开关92、第五开关94、第六开关96以及第七开关98在内的多个开关、具有第一終端100A和第二終端100B的第一飞跨电容器100以及具有第一终端102A和第二终端102B的第二飞跨电容器102。如图7A中所描绘的，多级电荷泵电路56的某些选择性实施例还可包括第八开关118来有利地提供附加的功能特征，如下文所述。第一开关86、第二开关88、第三开关90、第四开关92、第五开关94、第六开关96、第七开关98以及选择性包括的第八开关118的每ー个可以是利用场效应晶体管、基于绝缘体在半导体上的晶体管或基于双极的晶体管或其组合实施的基于固态的开关。第一开关86、第二开关88、第三开关90、第四开关92、第五开关94、第六开关96、第七开关98以及选择性包括的第八开关118的每ー个可以是固态传输门。作为另ー实例，第一开关86、第二开关88、第三开关90、第四开关92、第五开关94、第六开关96、第七开关98以及选择性包括的第八开关118的每ー个可以基于GaN处理。选择性地，第一开关86、第二开关88、第三开关90、第四开关92、第五开关94、第六开关96、第七开关98以及选择性包括的第八开关118的每ー个可以是微型机电系统(MEMS)接触型开关。
[0181]第一开关86可稱合在第一飞跨电容器100的第一终端100A与电荷泵输出64之间。第一开关86可包括构造为接收来自电荷泵控制电路84A的第一开关控制信号104的第一开关控制输入，其中第一开关控制信号104基于电荷泵模式控制信号60可操作地打开和闭合第一开关86。第二开关88可耦合在第一飞跨电容器100的第一終端100A与多级电荷泵降压转换器12的供给输入24(Vbat)之间。第二开关88可包括构造为接收来自电荷泵控制电路84A的第二开关控制信号106的第二开关控制输入，其中第二开关控制信号106基于电荷泵模式控制信号60可操作地打开和闭合第二开关88。第三开关90可耦合在第一飞跨电容器100的第二終端100B与多级电荷泵降压转换器12的供给输入24(Vbat)之间。第三开关90可包括构造为接收来自电荷泵控制电路84A的第三开关控制信号108的第三开关控制输入，其中第三开关控制信号108基于电荷泵模式控制信号60可操作地打开和闭合第三开关90。第四开关92可耦合在第一飞跨电容器100的第二終端100B与第二飞跨电容器102的第一終端102A之间。第四开关92可包括构造为接收来自电荷泵控制电路84A的第四开关控制信号110的第四开关控制输入，其中第四开关控制信号110基于电荷泵模式控制信号60可操作地打开和闭合第四开关92。第五开关94可耦合在多级电荷泵降压转换器12的供给输入24(Vbat)与第二飞跨电容器102的第二終端102B之间。第五开关94可包括构造为接收来自电荷泵控制电路84A的第五开关控制信号112的第五开关控制输入，其中第五开关控制信号112基于电荷泵模式控制信号60可操作地打开和闭合第五开关94。第六开关96可耦合在第二飞跨电容器102的第二終端102B与地极之间。第六开关96可包括构造为接收来自电荷泵控制电路84A的第六开关控制信号114的第六开关控制输入，其中第六开关控制信号114基于电荷泵模式控制信号60可操作地打开和闭合第六开关96。第七开关98可耦合在第二飞跨电容器102的第一終端102A与电荷泵输出64之间。第七开关98可包括构造为接收来自电荷泵控制电路84A的第七开关控制信号116的第七开关控制输入，其中第七开关控制信号116基于电荷泵模式控制信号60可操作地打开和闭合第七开关98。
[0182]基于在电荷泵控制电路84A接收到的电荷泵模式控制信号60，电荷泵控制电路84A可构造第一开关86、第二开关88、第三开关90、第四开关92、第五开关94、第六开关96、第七开关98以及选择性包括的第八开关118的每ー个以按照各种布置放置第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102以便将多级电荷泵电路56置于各种操作模式中。作为实例，多级电荷泵电路56可具有对第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102充电的充电模式、在电荷泵输出64提供1.5xVbat的第一升压模式以及在电荷泵输出64提供2xVbat的第二升压模式。多级电荷泵电路56的某些选择性实施例可进ー步包括第八开关118，在下文中关于提供第一输出操作模式对其操作进行讨论。
[0183]作为实例，响应于接收到指示多级电荷泵电路56应当处于充电操作模式的电荷泵模式控制信号60，电荷泵控制电路84A构造第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102以串联耦合在多级电荷泵降压转换器12的供给输入24(Vbat)与地极之间，其中第一飞跨电容器和第二飞跨电容器可以可切換地脱离电荷泵输出64。假设第一飞跨电容器100与第ニ飞跨电容器102的电容相等，则第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102各自充电至1/2xVbat的已充电电压。电荷泵控制电路84A将第一开关86构造为打开，将第二开关88构造为闭合，将第三开关90构造为打开，将第四开关92构造为闭合，将第五开关94构造为打开，将第六开关96构造为闭合，并且将第七开关98构造为打开。在进ー步包括第八开关118的多级电荷泵电路56的那些实施例中，第八开关118可构造为打开。
[0184]响应于接收到指示多级电荷泵电路56应当处于第一升压操作模式的电荷泵模式控制信号60，电荷泵控制电路84A将第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102构造为并联布置在电荷泵输出64与供给输入24 (Vbat)之间，以在电荷泵输出产生1.5xVbat。电荷泵控制电路84A将第一开关86构造为闭合，将第二开关88构造为打开，将第三开关90构造为闭合，将第四开关92构造为打开，将第五开关94构造为闭合，将第六开关96构造为打开，并且将第七开关98构造为闭合。在进ー步包括第八开关118的多级电荷泵电路56的那些实施例中，第八开关118可构造为打开。
[0185]响应于接收到指示多级电荷泵电路56应当处于第二升压操作模式的电荷泵模式控制信号60，电荷泵控制电路84A将第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102构造为串联布置在电荷泵输出64与供给输入24 (Vbat)之间，以在电荷泵输出64产生2xVBAT。电荷泵控制电路84A将第一开关86构造为闭合，将第二开关88构造为打开，将第三开关90构造为打开，将第四开关92构造为闭合，将第五开关94构造为闭合，将第六开关96构造为打开，并且将第七开关98构造为打开。在进ー步包括第八开关118的多级电荷泵电路56的那些实施例中，第八开关118可构造为打开。
[0186]如上所讨论的，多级电荷泵电路56的某些实施例可进ー步包括耦合在第一飞跨电容器100的第二終端100B与地极之间以便提供第一输出操作模式的第八开关118。第八开关118可包括构造为接收来自电荷泵控制电路84A的第八开关控制信号120的第八开关控制输入，其中第八开关控制信号120基于电荷泵模式控制信号60可操作地打开和闭合第八开关118。
[0187]在第一输出操作模式中，多级电荷泵电路56可在电荷泵输出64提供1/2xVbat。响应于接收到指示多级电荷泵电路56应当处于第一输出操作模式的电荷泵模式控制信号60，电荷泵控制电路84A将第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102构造为并联耦合在电荷泵输出64与地极之间。电荷泵控制电路84A将第一开关86构造为闭合，将第二开关88构造为打开，将第三开关90构造为打开，将第四开关92构造为打开，将第五开关94构造为打开，将第六开关96构造为闭合，将第七开关98构造为闭合，并且将第八开关118构造为闭合。
[0188]否则，当多级电荷泵电路56处于充电操作模式、第一升压操作模式或第二升压操作模式吋，电荷泵控制电路84A将第八开关118构造为打开。
[0189]图7B描绘了在图18A和18B中描绘的作为多级电荷泵电路258A的多级电荷泵电路258的实施例。多级电荷泵电路258A类似于多级电荷泵电路56，除了多级电荷泵电路258A进ー步包括构造为提供内部电荷泵节点并联放大器供给294作为附加输出的第九开关119之外。第九开关119可类似于包括图7A的第一开关86、第二开关88、第三开关90、第四开关92、第五开关94、第六开关96、第七开关98以及第八开关118在内的多个开关。另外，多级电荷泵电路258A类似于多级电荷泵电路56，除了电荷泵控制电路84A被电荷泵控制电路84B所代替。不同于电荷泵控制电路84A,电荷泵控制电路84B进ー步包括构造为控制第九开关119的第九开关控制信号121。
[0190]第九开关119可包括构造为接收来自电荷泵控制电路84B的第九开关控制信号121的第九开关控制输入，其中第九开关控制信号121基于电荷泵模式控制信号60可操作地打开和闭合第九开关119。第九开关119可以可操作地耦合在第二飞跨电容器102的第ー终端102A与内部电荷泵节点并联放大器供给294之间。
[0191]在操作上，电荷泵控制电路84B功能类似于电荷泵控制电路84A的操作。作为实例，多级电荷泵电路258A可具有对第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102充电的充电模式、在电荷泵输出64提供1.5xVbat的第一升压模式以及在电荷泵输出64提供2xVbat的第ニ升压模式。然而，不同于电荷泵控制电路84A,当多级电荷泵电路258A构造为在在电荷泵输出64提供1.5xVbat的第一升压模式或在电荷泵输出64提供2xVbat的第二升压模式中操作吋，电荷泵控制电路84B构造为可操作地闭合第九开关119。这样，当第九开关119在第一升压操作模式或第二升压操作模式期间处于闭合状态时，出现在第二飞跨电容器102的第一终端102A的电压大体等于1.5xVbat。有利地，多级电荷泵电路258A的构造向内部电荷泵节点并联放大器供给294提供相同的电压输出电平，其可改善功率放大器供给电压V。。上的波纹噪声。
[0192]图7C描绘了在图18A和18B中描绘的作为多级电荷泵电路258B的多级电荷泵电路258的另ー实施例。多级电荷泵电路258B类似于图7B的多级电荷泵电路258A，除了第九开关可以可操作地耦合在第一飞跨电容器100的第一終端100A与内部电荷泵节点并联放大器供给294之间。
[0193]在操作上，电荷泵控制电路84C功能类似于电荷泵控制电路84B的操作。作为实例，如同多级电荷泵电路258A —样，多级电荷泵电路258B可具有对第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102充电的充电模式、在电荷泵输出64提供1.5xVbat的第一升压模式以及在电荷泵输出64提供2xVbat的第二升压模式。另外，如同电荷泵控制电路84B —祥，电荷泵控制电路84C构造为当多级电荷泵电路258B构造为在在电荷泵输出64提供1.5xVBAT的第一升压模式或在电荷泵输出64提供2xVbat的第二升压模式中操作时,可操作地闭合第九开关119。这样，当第九开关119在第一升压操作模式或第二升压操作模式期间处于闭合状态时，出现在第一飞跨电容器100的第一終端100A的电压可取决于多级电荷泵电路258B构造为是在第一升压模式还是在第二升压模式中操作。例如，由于第一飞跨电容器的拓扑位置，当多级电荷泵电路258B构造为在第一升压模式中操作时对内部电荷泵节点并联放大器供给294提供的电压输出电平可以为1.5xVBAT，并且当多级电荷泵电路258B构造为在第二升压模式中操作时对内部电荷泵节点并联放大器供给294提供的电压输出电平可以为2.0xVBAT。结果，有利地，多级电荷泵电路258B可为图18A和18B的并联放大器35提供较高的电源轨道。特别地，在图18A和18B的并联放大器35是可再充电的并联放大器的情况下，类似于图12E的可再充电并联放大器35E和图12F的可再充电并联放大器35F，如在图12E和12F中所描绘的，电荷守恒电容器Cab上的节约的充电电压Vab可増加并且导致第ニ输出级的较大操作范围。
[0194]在进ー步提供第一输出阈值參数(未示出)的那些实施例中，第一输出阈值參数可对应于多级电荷泵降压转换器12的第一输出操作模式。在第一输出操作模式中，串联开关70和分路开关72均打开并且多级电荷泵电路56处于第一输出操作模式以在开关电压输出26 产生 1/2xVbat。
[0195]返回到图3A，为了清晰起见并且非限制性地，将继续參考在图2A中所描绘的多级电荷泵降压转换器12A来完成在图3A中所描绘的电路的操作的以下讨论。如在图3A中所描绘的，切换器控制电路52A可包括构造为接收多个可编程阈值电平的可编程阈值电路122和阈值检测器和控制电路132A的一个实施例。可从控制器50经由控制总线44接收到可编程阈值电平。作为实例，在某些实施例中，控制器50可提供分路电平阈值參数、串联电平阈值參数、第一升压电平阈值參数以及第ニ升压电平阈值參数。在另ー实施例中，控制器50可进ー步提供第一输出阈值參数。
[0196]作为实例，各阈值电平的每ー个可对应于多级电荷泵降压转换器12A的多个输出模式之一。作为实例，分路电平阈值參数可对应于分路输出操作模式。在多级电荷泵降压转换器12A的分路输出操作模式中，串联开关70打开(不导通)，多级电荷泵电路56处于充电操作模式，并且分路开关72闭合(导通)以在开关电压输出26产生零伏。分路输出操作模式提供传导路径用以当多级电荷泵电路56处于充电操作模式并且串联开关70打开(不导通)时使电流继续流过功率电感器16。串联电平阈值參数可对应于多级电荷泵降压转换器12A的分路输出操作模式。在串联输出操作模式中，串联开关70闭合(导通)，多级电荷泵电路56处于充电操作模式，并且分路开关72打开以在开关电压输出26产生Vbat。第一升压电平阈值參数可对应于多级电荷泵降压转换器12A的第一升压输出操作模式。在第一升压输出操作模式中，串联开关70和分路开关72均打开，并且多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式以在开关电压输出26产生1.5xVbat。第二升压电平阈值參数可对应于多级电荷泵降压转换器12A的第二升压输出操作模式。在第二升压输出操作模式中，串联开关70和分路开关72均打开，并且多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式以在开关电压输出26产生2xVbat。
[0197]基于分路电平阈值參数、串联电平阈值參数、第一升压电平阈值參数以及第ニ升压电平阈值參数，可编程阈值电路122分别产生分路电平阈值124、串联电平阈值126、第一升压电平阈值128以及第二升压电平阈值130，其被提供到阈值检测器和控制电路132A。在提供多级电荷泵电路56的第一输出阈值參数和第一输出操作模式的那些实施例中，可编程阈值电路122还可产生第一输出阈值(未示出)，其被提供到阈值检测器和控制电路132A。如在图3A中所描绘的，分路电平阈值124、串联电平阈值126、第一升压电平阈值128、第二升压电平阈值130以及第一输出阈值可由为电流比较器使用的电流电平来表示。在选择性实施例中，可编程阈值电路122可构造为产生分路电平阈值124、串联电平阈值126、第一升压电平阈值128、第二升压电平阈值130以及第一输出阈值作为将结合电压比较器电路使用的电压电平。
[0198]切换器控制电路52A也可接收来自控制器50的模式切换控制信号131。模式切換控制信号131可构造阈值检测器和控制电路132A以在不同的操作模式中操作多级电荷泵降压转换器12A。作为实例，模式切换控制信号131可在支配开关电压输出26如何转变开关电压输出26来提供不同输出电平的阈值检测器和控制电路132A内构造状态机的操作。作为阈值检测器和控制电路132A内的状态机的第一实例实施例,模式切换控制信号131可构造多级电荷泵降压转换器12A以在第一操作模式中操作，如图5A中所描绘。作为阈值检测器和控制电路132A内的状态机的另ー实例实施例，模式切换控制信号131可构造多级电荷泵降压转换器12A以在第二操作模式中操作，如图6A中所描绘。
[0199]继续參考图3A，切换器控制电路52A还可包括乘法电路134和加法电路136。乘法电路可构造为接收并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa ^itest和来自阈值检测器和控制电路132A的阈值标量137A。阈值标量137A可由FLL电路54A来提供，FLL电路54A是在图2A中所描绘的频率锁环(FLL)电路54的一个实施例。
[0200]FLL电路54A接收来自时钟參考139的时钟參考信号139A和开关电压输出Vsw ESTout的逻辑电平指示。FLL电路54A基于开关电压输出Vsw EST 的逻辑电平指示提取多级电荷泵降压转换器12A的操作频率。其后，FLL电路54A对多级电荷泵降压转换器12A的所提取的操作频率与时钟參考信号139A进行比较以产生阈值标量137A。阈值标量137A的幅值可用于调整多级电荷泵降压转换器12A的操作频率。在某些实施例(未示出)中，FLL电路54A可直接向乘法电路134提供阈值标量137A。
[0201 ] 乘法电路134可将并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa?与阈值标量137A相乘以产生成比例的并联放大器输出电流估计值138。成比例的并联放大器输出电流估计值138被提供到加法电路136。加法电路136从成比例的并联放大器输出电流估计值138中减去阈值偏移电流421=漏LD画丁以产生补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—?MP，其可被用作用于例如在图4A中所描绘的第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144以及第四比较器146的复合反馈信号。在不包括Vcwset环电路41的并联放大器电路14那些实施例中，阈值偏移电流42Ithkeskmuwset和加法电路136被省略。
[0202]成比例的并联放 大器输出电流估计值138可被用于通过増加或减小并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA OTT EST的幅值来控制多级电荷泵降压转换器12A的操作频率。作为实例，FLL电路54A可构 造为增加阈值标量137A的幅值来增加成比例的并联放大器输出电流估计值138的幅值。随 着成比例的并联放大器输出电流估计值138的幅值的增加，多级电荷泵降压转换器12A的操作频率也将趋于増加，这将趋于增加由功率电感器16递送的功率电感器电流Isw FLL电路54A可进ー步构造为减小阈值标量137A的幅值来减小成比例的并联放大器输出电流估计值138的幅值。随着成比例的并联放大器输出电流估计值138的幅值的减小，并联放大器输出电流估计值138的幅值将趋于减小多级电荷泵降压转换器12A的操作频率。随着多级电荷泵降压转换器12A的操作频率减小，由功率电感器16递送的功率电感器电流Isw ott趋于减小。阈值偏移电流42ITHKESmD—WFSET可用于控制在图2A中所描绘的出现在耦合电路18两端的偏移电压Vwfsetij
[0203]图8描绘了产生阈值偏移电流ITHKES_—QFFSET的Vqffset环电路41。返回到图3A，随着阈值偏移电流ITHKESmD—<wSET增加超过零电流，补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—COMPJST的数值幅值减小，其趋于降低多级电荷泵降压转换器12A的输出频率。随着多级电荷泵降压转换器12A的输出频率降低，由功率电感器16递送的功率电感器电流Isw 也将减小。随着功率电感器16递送的功率电感器电流Isw QUT的减小，由于并联放大器电路输出电流IP?—趋于变正以补偿功率电感器电流Isw—OTT的减小，偏移电压Votfset也减小。随着阈值偏移电流Ithreskmuwset减小到零电流以下，补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—COMP的数值幅值増加，结果，多级电荷泵降压转换器12A的输出频率，也被称为开关频率，趋于增加。随着多级电荷泵降压转换器12A的输出频率増加，由功率电感器16递送的功率电感器电流Isw—增加。随着功率电感器电流Isw—的增加，由于并联放大器电路输出电流Ipawa ott趋于变负以吸收功率电感器电流Isw ott的増加，偏移电压Votfset也趋于增加。
[0204]如在图4A中所描绘的，继续參考图2A和3A，切换器控制电路52A的阈值检测器和控制电路132A包括第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144、第四比较器146以及逻辑电路148A。逻辑电路148A的实例实施例可包括现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑电路、分立硬件组件或其任何组合。逻辑电路148A的某些实施例可在数字或模拟处理器中来实施。如在图4A中所描绘的，第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144和第四比较器146可构造为电流比较器。然而，在某些选择性实施例中，第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144以及第四比较器146可构造为电压比较器电路，其中作为对第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144以及第四比较器146各自对应ー个的正极端子和负极端子的输入而提供的输入电流首先被转换为电压电平。
[0205]第一比较器140包括耦合至分路电平阈值124的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值レ?—。-的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148A的分路电平指示150A的第一比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿roMP大于或等于分路电平阈值124时，通过将第一比较器140的输出设定为数字逻辑低状态来断言分路电平指示150A。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿OTP小于分路电平阈值124时，通过将第一比较器140的输出设定为数字逻辑高状态来撤销分路电平指示150A。第二比较器142包括耦合至串联电平阈值126的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipaw1mp的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148A的串联电平指示152A的第二比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—?MP大于或等于串联电平阈值126时，通过将第二比较器142的输出设定为数字逻辑低状态来断言串联电平指示152A。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿OTP小于串联电平阈值126时，通过将第二比较器150的输出设定为数字逻辑高状态来撤销串联电平指示152A。第三比较器144包括耦合至第一升压电平阈值128的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipaw1mp的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148A的第一升压电平指示154A的第三比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa roMP大于第一升压电平阈值128时，通过将第三比较器144的输出设定为数字逻辑低状态来断言第一升压电平指示154A。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿OTP小于第一升压电平阈值128时，通过将第三比较器144的输出设定为数字逻辑高状态来撤销第一升压电平指示154A。第四比较器146包括耦合至第二升压电平阈值130的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—?MP的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148A的第二升压电平指示156A的第四比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—a*大于第二升压电平阈值130时，通过将第四比较器146的输出设定为数字逻辑低状态来断言第二升压电平指示156A。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿o*小于第二升压电平阈值130时，通过将第四比较器146的输出设定为数字逻辑高状态来撤销第ニ升压电平指示156A。
[0206]阈值检测器和控制电路132A还可包括第一输出缓冲器158、第二输出缓冲器160以及第三输出缓冲器161。逻辑电路148A可提供电荷泵模式控制信号60、串联开关控制输出162、分路开关控制输出164以及ー个或多个开关电压输出cmos信号166V
SW—ES T—CMOS—SIGNAL。
逻辑电路148A产生串联开关控制输出162以驱动第一输出缓冲器158，其向串联开关70提供串联开关控制信号66。逻辑电路148A产生分路开关控制输出164以驱动第二输出缓冲器160，其向分路开关72提供分路开关控制信号68。另外，逻辑电路148A产生ー个或多个开关电压输出cmos信号166V

SW—EST—CMOS—SIGNAL 以驱动第三输出缓冲器161，其提供估计的开关电压输出38BVSW—EST。一个或多个开关电压输出cmos信号166V
SW—EST—CMOS—SIGNAL 的每ー个指
不多级电荷泵降压转换器12A的将来输出模式。换句话说，一个或多个开关电压输出cmos信号166VSW—EST—Qtrosjjrem是代表将用于构造多级电荷泵降压转换器12A来在开关电压输出26提供开关电压Vsw的将来电压电平的切换器控制电路52A的状态的前馈信号。换句话说，由于切换器控制电路52A、多级电荷泵电路56以及开关电路58中的延迟，ー个或多个开关电压输出cmos信号IeevswjsLsjjiem可提供在开关电压输出26的电压电平转变以反映由一个或多个开关电压输出cmos信号166V

SW—EST—CMOS—SIGNAL 指示的开关电压Vsw之前在开关电压输出26的开关电压Vsw将变为何种电压的早期指不。基于ー个或多个开关电压输出cmos信可 166VSW—EST—CMQS—SIGNAL，弟二 输出缓冲器161产生估计的开关电压输出38BVSW EST。通过DC电压Vbat对第三输出缓冲器161供电使得第三输出缓冲器161的输出不超过DC电压VBAT。
[0207]图1lA至图1lF描绘了可被用于代表估计的开关电压输出38BVSW EST的各种波形。图1lA描绘了估计的开关电压输出3 8BVsw est的一个实施例。当多级电荷泵降压转换器12A处于串联输出模式、第一升压输出模式或第二升压输出模式时，第三输出缓冲器161输出升压/串联模式电平。选择性地，当多级电荷泵降压转换器12A处于分路输出模式时，第三输出缓冲器161输出分路模式电平。
[0208]图1lB描绘了估计的开关电压输出38BVSW EST的另ー实施例。当多级电荷泵降压转换器12A处于串联输出模式时，第三输出缓冲器161产生串联电平。当多级电荷泵降压转换器12A处于第一升压输出模式或第二升压输出模式时,第三输出缓冲器161输出升压模式电平。选择性地，当多级电荷泵降压转换器12A处于分路输出模式时，第三输出缓冲器161输出分路模式电平。
[0209]图1lC描绘了估计的开关电压输出38BVsw est的另ー实施例。当多级电荷泵降压转换器12A处于串联输出模式时，第三输出缓冲器161产生串联电平。当多级电荷泵降压转换器12A处于第一升压输出模式时,第三输出缓冲器161产生第一升压电平。当多级电荷泵降压转换器12A处于第二升压输出模式时，第三输出缓冲器161输出第二升压电平。选择性地，当多级电荷泵降压转换器12A处于分路输出模式时，第三输出缓冲器161输出分路模式电平。
[0210]图1lD描绘了对于多级电荷泵电路56包括第一输出操作模式的情况而言估计的开关电压输出38BVSW—EST的另ー实施例。当多级电荷泵降压转换器12A处于第一输出操作模式时，第三输出缓冲器161产生第一输出电平。当多级电荷泵降压转换器12A处于串联输出模式时，第三输出缓冲器161产生串联电平。当多级电荷泵降压转换器12A处于第一升压输出模式时，第三输出缓冲器161产生第一升压电平。当多级电荷泵降压转换器12A处于第二升压输出模式时，第三输出缓冲器161输出第二升压模式电平。选择性地，当多级电荷泵降压转换器12A处于分路输出模式时，第三输出缓冲器161输出分路电平。
[0211]图1lE描绘了对于多级电荷泵电路56包括第一输出操作模式的情况而言估计的开关电压输出38BVSW—EST的另ー实施例。当多级电荷泵降压转换器12A处于第一输出操作模式时，第三输出缓冲器161产生第一输出电平。然而，当多级电荷泵降压转换器12A处于串联输出模式、第一升压输出模式或第二升压输出模式时，第三输出缓冲器161产生升压/串联电平。选择性地，当多级电荷泵降压转换器12A处于分路输出模式时，第三输出缓冲器161输出分路模式电平。
[0212]图1lF描绘了对于多级电荷泵电路56包括第一输出操作模式的情况而言估计的开关电压输出38BVSW—EST的另ー实施例。当多级电荷泵降压转换器12A处于串联输出模式、第一升压模式或第二升压模式时，第三输出缓冲器161产生升压/串联电平。选择性地，当多级电荷泵降压转换器12A处于第一输出操作模式或分路输出模式时,第三输出缓冲器161输出分路电平。
[0213]图8描绘了在图2A和2B中所描绘的Votfset环电路41的实施例。在图8中所描绘的Votfset环电路41的实施例基于偏移电压Votfset的计算值和目标偏移电压Vwfset-TAffi；ET产生阈值偏移电流421丽誦画To为了清晰起见，并且非限制性地，将继续參考图2A来完成在图8中所描绘的Votfset环电路41的操作。
[0214]目标偏移电压VQFFSET—TAffi；ET可基于由控制器50提供到并联放大器电路14的參数。
[0215]Vqffset环电路41包括第一減法器电路、第二加法器电路以及积分电路。第一減法器电路可构造为接收功率放大器供给电压\c和并联放大器输出电压VPAKA—MP。第一減法器电路从功率放大器供给电压\c中减去并联放大器输出电压Vpaka AMP以产生在图2A中所描绘的跨越耦合电路18两端出现的偏移电压Votfsetij第二减法器电路接收偏移电压Votfset和目标偏移电压Votfset taiket。第二减法器电路从偏移电压Vwfset中减去目标偏移电压Vc—target以产生被提供到积分电路的偏移误差电压V()FFSET—EKK()K。积分电路对偏移误差电压V()FFSET—E_K积分以产生在图2A中所描绘的被提供到多级电荷泵降压转换器12A的阈值偏移电流
49T
THRESH0LD_0FFS E °
[0216]现在将继续參考图2A、3A、5A、6A以及7A讨论图4A的逻辑电路148A的操作。逻辑电路148A可以是对于阈值检测器和控制电路132A的一个或多个状态机构造的基于数字或模拟的逻辑电路。作为实例实施例，逻辑电路148A (图4A)可具有在图5A中所描绘的对应于多级电荷泵降压转换器12A的第一操作模式的第一状态机和在图6A中所描绘的对应于多级电荷泵降压转换器12A的第二操作模式的第二状态机。基于由阈值检测器和控制电路132A接收到的模式切换控制信号131，阈值检测器和控制电路132A可构造逻辑电路148A以使用第一状态机来利用在图5A中所描绘的逻辑电路148A的第一状态机支配多级电荷泵降压转换器12A的操作。选择性地，阈值检测器和控制电路132A可构造逻辑电路148A以使用第二状态机来利 用在图6A中所描绘的逻辑电路148A的第二状态机支配多级电荷泵降压转换器12A的操作。
[0217]如在图4A中所描绘的，逻辑电路148A可包括升压锁定计数器184和升压时间计数器186。升压时间计数器186可被用于记录图2A的多级电荷泵降压转换器12A处于第一升压输出模式或第二输出升压模式的时间。当多级电荷泵降压转换器12A处于第一升压输出模式或第二升压输出模式时，多级电荷泵电路56 (图3A)构造为分别处于第一升压操作模式或第二升压操作模式。在逻辑电路148A的第一实施例中，当逻辑电路148A确定多级电荷泵降压转换器12A处于第一升压输出模式或第二输出升压模式时，逻辑电路148A复位升压时间计数器186的计数器输出并且使得升压时间计数器186能够开始累加。逻辑电路148A对升压时间计数器186的计数器输出与可由控制器50提供的最大升压时间參数进行比较。如果在多级电荷泵降压转换器12A构造为返回到分路输出操作模式或串联输出操作模式之前升压时间计数器186的计数器输出等于或超过最大升压时间參数，则逻辑电路148A断言最大充电时间指示符。然而，如果多级电荷泵降压转换器12A返回到串联输出操作模式或分路输出操作模式同时升压时间计数器186的计数器输出小于最大升压时间參数，则逻辑电路148A撤销最大充电时间指示符。
[0218]升压锁定计数器184可以是倒数计时器，其被用于确保在多级电荷泵电路56已经处于第一升压操作模式或第二升压操作模式之后对于最大充电时间段而言图2A和图3A的多级电荷泵电路56保持为充电操作模式。这允许图7A的第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102在多级电荷泵电路56再次转变为第一升压操作模式或第二升压操作模式之前具有足够量的充电时间。最大充电时间段可以是如图1A中所描绘的由控制器50经由控制总线44提供的參数。在操作上，在多级电荷泵降压转换器12A从第一升压输出模式或第二升压输出模式转变为分路输出操作模式或串联输出操作模式之后，逻辑电路148A判断是否断言最大充电时间指示符。如果断言最大充电时间指示符，则逻辑电路148A将升压锁定计数器184的计数值设定为等于最大充电时间段并且使得升压锁定计数器184能够开始倒数。一旦升压锁定计数器184倒数至零，则逻辑电路148A构造为撤销最大充电时间指示符。
[0219]现在将描述在图5A中描绘的逻辑电路148A中所实施的第一状态机的操作。第一状态机包括分路输出模式188A、串联输出模式190A、第一升压输出模式192A以及第ニ升压输出模式194A。
[0220]在分路输出模式188A中，逻辑电路148A (图4A)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3A)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148A还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于闭合状态(导通)。另外，逻辑电路148A构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图2A)处于充电操作模式。结果，图3A的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。响应于串联电平指示152A的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿OTP大于或等于串联电平阈值126，逻辑电路148A构造第一状态机以转变为串联输出模式190A。否则，状态机保持在分路输出模式188A。
[0221]在串联输出模式190A中，逻辑电路148A构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于闭合状态(导通)。逻辑电路148A还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148A构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于充电操作模式。結果，图3A的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。
[0222]响应于分路电平指示150A (图4A)的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—?MP小于分路电平阈值124，逻辑电路148A构造第一状态机以转变为分路输出模式188A (图5A)。然而，响应于第一升压电平指示154A的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—?MP大于或等于第一升压电平阈值128，逻辑电路148A构造第一状态机以转变为功率放大器供给电压V。。的期望电压电平，其对应于第一升压输出模式192A。否则，状态机保持在串联输出模式190A。
[0223]在第一升压输出模式192A中，逻辑电路148A (图4A)构造串联开关控制输出162使得串联开关70(图3A)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148A还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148A构造电荷泵模式控制信号60来指不多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式以在电荷泵输出64提供1.5xVbat。結果，图3A的开关电压输出26构造为提供大体等于1.5xVbat的开关电压Vsw。响应于分路电平指示150A (图4A)的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿OTP小于分路电平阈值124，逻辑电路148A构造第一状态机以转变为分路输出模式188A(图5A)。然而，响应于第二升压电平指示156A的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP大于或等于第二升压电平阈值130，逻辑电路148A构造第一状态机以转变为第ニ升压输出模式194A。否则，状态机保持在第一升压输出模式192A。
[0224]在第二升压输出模式194A中，逻辑电路148A (图4A)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3A)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148A还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148A构造电荷泵模式控制信号60来指不多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式以在电荷泵输出64提供2xVbat。結果，图3A的开关电压输出26构造为提供大体等于2xVbat的开关电压Vsw。响应于分路电平指示150A的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa o*小于分路电平阈值124，逻辑电路148A构造第一状态机以转变为分路输出模式188A。否则，状态机保持在第二升压输出模式194A。
[0225]现在将描述在图6A中所描绘的逻辑电路148A的第二状态机的操作。第二状态机包括分路输出模式196A、串联输出模式198A、第一升压输出模式200A以及第ニ升压输出模式202A。另外，第二状态机使用逻辑电路148A的上述升压锁定计数器184和升压时间计数器 186。
[0226]在分路输出模式196A中，逻辑电路148A (图4A)构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148A还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于闭合状态(导通)。另外，逻辑电路148A构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图3A)处于充电操作模式。结果，图3A的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。如果启用升压锁定计数器184，则升压锁定计数器184继续倒数。响应于串联电平指示152A的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—大于或等于串联电平阈值126，第二状态机以转变为串联输出模式198A。否则，第ニ状态机保持在分路输出模式196A。
[0227]在串联输出模式198A中，逻辑电路148A (图4A)构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于闭合状态(导通)。逻辑电路148A还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148A构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于充电操作模式。結果，图3A的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。如果启用升压锁定计数器184，则升压锁定计数器184继续倒数。响应于分路电平指示150A的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IP?—?MP小于分路电平阈值124，逻辑电路148A构造第二状态机以转变为分路输出模式196A。然而，响应于第一升压电平指示154D的断言，其指示补偿的功率放大器电路输出电流估计值Ip皿—?MP大于或等于第一升压电平阈值128，逻辑电路148A判断是否最大充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154A被断言。如果最大充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154A被断言，则逻辑电路148A构造第二状态机以转变为第一升压输出模式200A。否则，逻辑电路148A防止第二状态机转变为第一升压输出模式200A直到最大时间指示符被撤销为止。一旦最大充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154A被断言，则逻辑电路148A构造第二状态机以转变为第一升压输出模式200A，复位升压时间计数器186的计数器输出，并且使得升压时间计数器186能够开始累加。否则，第二状态机保持在串联输出模式198A。 [0228]在第一升压输出模式200A中，逻辑电路148A构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148A还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148A构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式以在电荷泵输出64提供1.5xVbat。結果，图3A的开关电压输出26构造为提供大体等于1.5xVbat的开关电压Vsw。响应于第一升压电平指示154A的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa OTP小于第一升压电平阈值128，逻辑电路148A构造第二状态机以转变为串联输出模式198A。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间參数，则逻辑电路148A断言最小充电时间指示符。响应于最小充电时间指示符被断言，逻辑电路148A设定升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始倒数。然而，响应于第二升压电平指示156A的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—?MP大于或等于第二升压电平阈值130，逻辑电路148A构造第二状态机以转变为第二升压输出模式202A。否则，第二状态机保持在第一升压输出模式200A。
[0229]在第二升压输出模式202A中，逻辑电路148A构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148A还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148A构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图3A)处于第二升压操作模式以在电荷泵输出64提供2xVbat。結果，图3A的开关电压输出26构造为提供大体等于2xVbat的开关电压Vsw。
[0230]响应于第一升压电平指示154A的撤销，其指示补偿的功率放大器电路输出电流估计值IPAWA—a*小于第一升压电平阈值128，逻辑电路148A构造第二状态机以转变为串联输出模式198A。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间參数，则逻辑电路148A断言最小充电时间指示符。响应于最小充电时间指示符被断言，逻辑电路148A设定升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始倒数。否则，第二状态机保持在第二升压输出模式202A。
[0231]阈值和控制电路132A还提供开关电压输出Vsw est OTT的逻辑电平指示，其是开关电压输出Vsw的逻辑电平表达。开关电压输出Vswjsilotjt可基于





Vsw—EST—CMOS—SIGNAL °
在阈值和控制
电路132A的某些实施例中，当多级电荷泵降压转换器12A处于串联输出模式、第一升压输出模式或第二升压输出模式时可断言开关电压输出Vswj51lotjt的逻辑电平指不。当多级电荷泵降压转换器12A处于分路输出模式时撤销开关电压输出Vsw EST OTT的逻辑电平指示。
[0232]图3B描绘了切换器控制电路52的另ー实施例即切换器控制电路52B和多级电荷泵降压转换器12的FLL电路54的另ー实施例即FLL电路54B。现在将描述切换器控制电路52B和FLL电路54B的操作。
[0233]不同于在图3A中所描绘的FLL电路54A，FLL电路54B输出阈值标量’ 137B。类似于FLL电路54A，FLL电路54B接收来自时钟參考139的时钟參考信号139A和开关电压输出Vsw EST 的逻辑电平指示。FLL电路54B基于开关电压输出Vsw EST OTT的逻辑电平指示提取多级电荷泵降压转换器12的操作频率。其后，FLL电路54B对多级电荷泵降压转换器12的所提取的操作频率与时钟參考信号139A进行比较以产生阈值标量’ 137B。阈值标量’ 137B的幅值可用于调整多级电荷泵降压转换器12的操作频率。如将关于图4B的阈值检测器和控制电路132B所讨论的那样，FLL电路54B直接向多个乘法电路提供阈值标量’ 137B，其中多个乘法电路包括第一乘法电路168、第二乘法电路170、第二乘法电路172以及第四乘法电路174。第一乘法电路168、第二乘法电路170、第二乘法电路172以及第四乘法电路174可分别用于按比例缩放分路电平阈值124、串联电平阈值126、第一升压水平阈值128以及第二升压水平阈值130以产生图4B的成比例的分路电平阈值176、成比例的串联电平阈值178、成比例的第一升压水平阈值180以及成比例的第二升压水平阈值182。成比例的分路电平阈值176、成比例的串联电平阈值178、成比例的第一升压水平阈值180以及成比例的第二升压水平阈值182可用于控制多级电荷泵降压转换器12的操作频率。
[0234]作为实例，FLL电路54B可构造为减小阈值标量’ 137B的幅值以减小成比例的分路电平阈值176、成比例的串联电平阈值178、成比例的第一升压水平阈值180以及成比例的第二升压水平阈值182的幅值。随着成比例的分路电平阈值176、成比例的串联电平阈值178、成比例的第一升压水平阈值180以及成比例的第二升压水平阈值182的幅值的减小，多级电荷泵降压转换器12的操作频率将趋于增加，这将趋于增加由功率电感器16递送的功率电感器电流Isw—QUT。
[0235]FLL电路54B可构造为增加阈值标量’ 137B的幅值以增加成比例的分路电平阈值176、成比例的串联电平阈值178、成比例的第一升压水平阈值180以及成比例的第二升压水平阈值182的幅值。随着成比例的分路电平阈值176、成比例的串联电平阈值178、成比例的第一升压水平阈值180以及成比例的第二升压水平阈值182的増加，多级电荷泵降压转换器12的操作频率将趋于减小，这将趋于减小由功率电感器16递送的功率电感器电流
I SW—OUT °
[0236]返回到图3B，不同于图3A的切换器控制电路52A，切换器控制电路52B包括阈值检测器和控制电路132B。切换器控制电路52B省略乘法电路134。如以下将关于图4B的阈值检测器和控制电路132B所讨论的那样，加法电路136将位于阈值检测器和控制电路132B中。
[0237]此外，类似于切换器控制电路52A，切换器控制电路52B也可接收来自控制器50的模式切换控制信号131。模式切换控制信号131可构造阈值检测器和控制电路132B以在不同的操作模式中操作多级电荷泵降压转换器。作为实例，模式切换控制信号131可在支配开关电压输出26如何转变开关电压输出26来提供不同输出电平的阈值检测器和控制电路132B内构造状态机的操作。作为阈值检测器和控制电路132B内的状态机的第一实例实施例，模式切换控制信号131可构造多级电荷泵降压转换器12以在第一操作模式中操作，如图5B中所描绘。作为阈值检测器和控制电路132A内的状态机的另ー实例实施例，模式切换控制信号131可构造多级电荷泵降压转换器12以在第二操作模式中操作，如图6B中所描绘。
[0238]參考图4B，现在将讨论FLL电路54B。类似于图3A的FLL电路54A，FLL电路54B可构造为接收来自时钟參考139的时钟參考信号139A和来自切换器控制电路52B的开关电压输出Vsw est OTT的逻辑电平指示。可由阈值检测器和控制电路132B的逻辑电路148B提供开关电压输出Vswj51lotjt的逻辑电平指不。如上所讨论的，开关电压输出Vsw—EST—oUT的逻辑电平指示是开关电压输出Vsw的逻辑电平表达。
[0239]阈值检测器和控制电路132B的一个实施例包括第一乘法电路168、第二乘法电路170、第三乘法电路172以及第四乘法电路174。第一乘法电路168可构造为接收分路电平阈值124并且接收阈值标量’ 137B。第一乘法电路168将分路电平阈值124与所接收到的阈值标量’ 137B相乘以产生成比例的分路电平阈值176。第二乘法电路170可构造为接收串联电平阈值126和阈值标量’ 137B。第二乘法电路170将串联电平阈值126与阈值标量’ 137B相乘以产生成比例的串联电平阈值178。第三乘法电路172可构造为接收第一升压电平阈值128和阈值标量’ 137B。第三乘法电路172可将第一升压电平阈值128与阈值标量’ 137B相乘以产生成比例的第一升压电平阈值180。第四乘法电路174可构造为接收第二升压电平阈值130和阈值标量’ 137B。第四乘法电路174可将第二升压电平阈值130与阈值标量’ 137B相乘以产生成比例的第二升压电平阈值182。加法电路136从并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—EST中减去阈值偏移电流42IT_D—OTFSET以产生补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—?MP’，其可被用作用于第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144以及第四比较器146的复合反馈信号。如前所讨论的，阈值偏移电流42ITHKESmDQFFSET可被用于控制如在图2A中所描绘的跨越f禹合电路18两端广生的偏移电压VoFFSET。在奉禹合电路18是导线的情况下，使得并联放大器输出32A直接耦合至功率放大器供给输出28，VfflTSET环电路41和阈值偏移电流ITHR_LDJWfJET被省略使得IpMl同于并联放大器电路输出电如し估计值40IPAWA—QUT—EST。
[0240] 第一比较器140包括耦合至成比例的分路电平阈值176的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—0?’的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148A的分路电平指示150B的第一比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值IpMiOMP’大于或等于成比例的分路电平阈值176时,通过将第一比较器140的输出设定为数字逻辑低状态来断言分路电平指示150B。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—a*’小于成比例的分路电平阈值176时，通过将第一比较器140的输出设定为数字逻辑高状态来撤销分路电平指示150B。第二比较器142包括耦合至成比例的串联电平阈值178的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—OTP’的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148A的串联电平指示152B的第二比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—a*’大于或等于成比例的串联电平阈值178时，通过将第二比较器142的输出设定为数字逻辑低状态来断言串联电平指示152B。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—OTP’小于成比例的串联电平阈值178时，通过将第二比较器142的输出设定为数字逻辑高状态来撤销串联电平指示152B。第三比较器144包括耦合至成比例的第一升压电平阈值180的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值Imi的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148A的第一升压电平指示154B的第三比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—roMP’大于成比例的第一升压电平阈值180时，通过将第三比较器144的输出设定为数字逻辑低状态来断言第一升压电平指示154B。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa km/小于成比例的第一升压电平阈值180时，通过将第三比较器144的输出设定为数字逻辑高状态来撤销第一升压电平指示154B。第四比较器146包括耦合至成比例的第二升压电平阈值182的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—OTP’的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148A的第二升压电平指示156B的第四比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—roMP’大于成比例的第二升压电平阈值182时，通过将第四比较器146的输出设定为数字逻辑低状态来断言第二升压电平指示156B。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值ら皿—?:小于成比例的第二升压电平阈值182时，通过将第四比较器146的输出设定为数字逻辑高状态来撤销第二升压电平指示156B。
[0241]现在将讨论逻辑电路148B。逻辑电路148B类似于图4A的逻辑电路148A。逻辑电路148B的实例实施例可包括现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑电路、分立硬件组件或被设计为执行的上述任何组合。逻辑电路148B的某些实施例可在数字或模拟处理器中来实施。如先前已经讨论的，逻辑电路148B以类似于逻辑电路148A的方式产生串联开关控制输出162、分路开关控制输出164、ー个或多个开关电压输出cmos信号166VSW—EST—srem、电荷泵模式控制信号60以及开关电压输出Vsw—EST—QUT的逻辑电平指示。
[0242]现在将继续參考图2A、3B、4B、5B、6B以及7A讨论逻辑电路148B的操作。类似于图4A的逻辑电路148A，逻辑电路148B可以是对于阈值检测器和控制电路132B的一个或多个状态机构造的基于数字或模拟的逻辑电路。作为实例实施例，逻辑电路148B (图4B)可具有在图5B中所描绘的对应于第一操作模式的第一状态机和在图6B中所描绘的对应于第ニ操作模式的第二状态机。基于由阈值检测器和控制电路132B接收到的在图3B中所描绘的模式切换控制信号131，阈值检测器和控制电路132B可构造逻辑电路148B以使用第一状态机来利用在图5B中所描绘的逻辑电路148B的第一状态机支配多级电荷泵降压转换器的操作。选择性地，阈值检测器和控制电路132B可构造逻辑电路148B以使用第二状态机来利用在图6B中所描绘的逻辑电路148B的第二状态机支配多级电荷泵降压转换器的操作。
[0243]同样类似于逻辑电路148A，逻辑电路148B可包括升压锁定计数器184和升压时间计数器186。升压时间计数器186可被用于记录多级电荷泵降压转换器12A处于第一升压输出模式或第二升压输出模式的时间。当多级电荷泵降压转换器12A处于第一升压输出模式或第二升压输出模式吋，多级电荷泵电路56 (图3B)构造为分别处于第一升压操作模式或第二升压操作模式。在逻辑电路148B的一个实施例中，当逻辑电路148B确定多级电荷泵降压转换器12A处于第一升压输出模式或第二升压输出模式时，逻辑电路148B复位升压时间计数器186的计数器输出并且使得升压时间计数器186能够开始累加。逻辑电路148B对升压时间计数器186的计数器输出与可由控制器50提供的最大升压时间參数进行比较。如果在多级电荷泵降压转换器12A构造为返回到分路输出操作模式或串联输出操作模式之前升压时间计数器186的计数器输出等于或超过最大升压时间參数，则逻辑电路148B断言最小充电时间指示符。然而，如果多级电荷泵降压转换器12A返回到串联输出操作模式或分路输出操作模式同时升压时间计数器186的计数器输出小于最大升压时间參数，则逻辑电路148B撤销最小充电时间指示符。
[0244]类似于逻辑电路148A的升压锁定计数器184，逻辑电路148B的升压锁定计数器184可以是倒数计时器，其被用于确保在多级电荷泵电路56已经处于第一升压操作模式或第二升压操作模式之后对于最大充电时间段而言图3B中所描绘的多级电荷泵电路56保持为充电操作模式。这允许图7A的第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102在多级电荷泵电路56再次转变为第一升压操作模式或第二升压操作模式之前具有足够量的充电时间。类似于逻辑电路148A，最小充电时间段可以是由控制器50经由控制总线44提供到逻辑电路148B的參数。在操作上，在多级电荷泵降压转换器12A从第一升压输出模式或第二升压输出模式转变为分路输出操作模式或串联输出操作模式之后，逻辑电路148B判断是否断言最小充电时间指示符。如果断言最小充电时间指示符，则逻辑电路148B将升压锁定计数器184的计数值设定为等于最小充电时间段并且使得升压锁定计数器184能够开始倒数。一旦升压锁定计数器184倒数至零，则逻辑电路148B构造为撤销最小充电时间指示符。
[0245]现在将描述在图5B中描绘的逻辑电路148B中所实施的第一状态机的操作。第一状态机包括分路输出模式188B、串联输出模式190B、第一升压输出模式192B以及第ニ升压输出模式194B。
[0246]在分路输出模式188B中，逻辑电路148B (图4B)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3B)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148B还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于闭合状态(导通)。另外，逻辑电路148B构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图3B)处于充电操作模式。结果，图3B的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。响应于串联电平指示152B的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值ら皿—。?/大于或等于成比例的串联电平阈值178，逻辑电路148B构造第一状态机以转变为串联输出模式190B。否则，第一状态机保持在分路输出模式188B。
[0247]在串联输出模式190B中，逻辑电路148B构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于闭合状态(导通)。逻辑电路148B还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148B构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于充电操作模式。結果，图3B的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。
[0248]响应于分路电平指示150B (图4B)的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—a*/小于成比例的分路电平阈值176，逻辑电路148B构造第一状态机以转变为分路输出模式188B (图5B)。然而，响应于第一升压电平指示154B的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—a*’大于或等于成比例的第一升压电平阈值180，逻辑电路148B构造第一状态机以转变为第一升压输出模式192B。否则，第一状态机保持在串联输出模式190B。
[0249]在第一升压输出模式192B中，逻辑电路148B (图4B)构造串联开关控制输出162使得串联开关70(图3B)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148B还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148B构造电荷泵模式控制信号60来指不多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式以在电荷泵输出64提供1.5xVbat。结果，图3B的开关电压输出26构造为提供大体等于1.5xVbat的开关电压Vsw。响应于分路电平指示150B(图4B)的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa roMP’小于成比例的分路电平阈值176，逻辑电路148B构造第一状态机以转变为分路输出模式188B (图5B)。然而，响应于第二升压电平指示156B的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—?P’大于或等于成比例的第二升压电平阈值182，逻辑电路148B构造第一状态机以转变为第二升压输出模式194B。否则，第一状态机保持在第一升压输出模式192B。
[0250]在第二升压输出模式194B中，逻辑电路148B (图4B)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3B)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148B还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148B构造电荷泵模式控制信号60来指不多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式以在电荷泵输出64提供2xVbat。結果，图3B的开关电压输出26构造为提供大体等于2xVbat的开关电压Vsw。响应于分路电平指示150B的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿OTP’小于成比例的分路电平阈值176，第一状态机以转变为分路输出模式188B。否则，第一状态机保持在第二升压输出模式194B。
[0251]现在将描述在图6B中所描绘的逻辑电路148B (图3B)的第二状态机的操作。第ニ状态机包括分路输出模式196B、串联输出模式198B、第一升压输出模式200B以及第二升压输出模式202B。另外，第二状态机使用逻辑电路148B的上述升压锁定计数器184和升压时间计数器186。
[0252]在分路输出模式196B中，在图4B中描绘的逻辑电路148B构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148B还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于闭合状态(导通)。另外，逻辑电路148B构造电荷泵模式控制信号60来指示在图2A中描绘的多级电荷泵电路56处于充电操作模式。結果，图3B的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。如果启用升压锁定计数器184，则升压锁定计数器184继续倒数。响应于串联电平指示152B的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—a*’大于或等于成比例的串联电平阈值178，第二状态机转变为串联输出模式198B。否则，第二状态机保持在分路输出模式196B。
[0253]在串联输出模式198B中，逻辑电路148B (图4B)构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于闭合状态(导通)。逻辑电路148B还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148B构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于充电操作模式。結果，图3B的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。如果启用升压锁定计数器184，则升压锁定计数器184继续倒数。响应于分路电平指示150B的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—?P’小于成比例的分路电平阈值176，逻辑电路148B构造第二状态机以转变为分路输出模式196B。然而，响应于第一升压电平指示154B的断言，其指示补偿的功率放大器电路输出电流估计值レ?—。*；大于或等于成比例的第一升压电平阈值180，逻辑电路148B判断是否最小充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154B被断言。如果最小充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154B被断言，则逻辑电路148B构造第二状态机以转变为第一升压输出模式200B。否则，逻辑电路148B防止第二状态机转变为第一升压输出模式200B直到最小时间指示符被撤销为止。一旦最小充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154B被断言，则逻辑电路148B构造第二状态机以转变为第一升压输出模式200B，复位升压时间计数器186的计数器输出，并且使得升压时间计数器186能够开始累加。否则，第二状态机保持在串联输出模式198B。
[0254]在第一升压输出模式200B中，逻辑电路148B构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148B还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148B构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式以在电荷泵输出64提供1.5xVbat。结果，图3B的开关电压输出26构造为提供大体等于1.5xVbat的开关电压Vsw。响应于第一升压电平指示154B的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa OTP’小于成比例的第一升压电平阈值176，逻辑电路148B构造第二状态机以转变为串联输出模式198B。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148B断言最小充电时间指示符。响应于最小充电时间指示符被断言，逻辑电路148B设定升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始倒数。然而，响应于第二升压电平指示156B的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP’大于或等于成比例的第二升压电平阈值182，逻辑电路148B构造第二状态机以转变为第二升压输出模式202B。否则，第二状态机保持在第一升压输出模式200B。
[0255]在第二升压输出模式202B中，逻辑电路148B构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148B还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148B构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式以在电荷泵输出64提供2xVbat。结果，图3B的开关电压输出26构造为提供大体等于2xVbat的开关电压Vsw。
[0256]响应于第一升压电平指示154B的撤销，其指示补偿的功率放大器电路输出电流估计值Ip.—?/小于成比例的第一升压电平阈值180，逻辑电路148B构造第二状态机以转变为串联输出模式198B。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148B断言最小充电时间指示符。响应于最小充电时间指示符被断言，逻辑电路148B设定升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始倒数。否贝U，第二状态机保持在第二升压输出模式202B。
[0257]图3C描绘了不包括频率锁环(FLL)电路的图1B的伪包络线跟随器功率管理系统IOB的实施例。不包括频率锁环(FLL)电路的图1B的伪包络线跟随器功率管理系统IOB的实施例可包括切换器控制电路52C。切换器控制器电路52C可包括阈值检测器和控制电路132C，其类似于图3B的阈值检测器和控制电路132B。然而，不同于阈值检测器和控制电路132B,阈值检测器和控制电路132C可不构造为向FLL电路提供开关电压输出Vsw EST QUT的逻辑电平指示。同样地，不同于阈值检测器和控制电路132B，阈值检测器和控制电路132C可不构造为接收来自FLL电路的阈值标量。
[0258]图4C描绘了阈值检测器和控制电路132C的一个实施例。类似于图4B的阈值检测器和控制电路132B，阈值检测器和控制电路132C包括加法电路136，其构造为接收阈值偏移电流42Ithkeskmuwset和由并联放大器电路产生的并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa—out_est°加法电路136从并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—dEST中减去阈值偏移电流42ITHEESHOld_offset以产生补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—roMP’，其可被用作用于第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144以及第四比较器146的复合反馈信号。如前所讨论的，阈值偏移电流42ITHKESmD—OTFSET可被用于控制如在图1A中所描绘的跨越耦合电路18两端产生的偏移电压Vcwsetij在耦合电路18是导线的情况下，使得并联放大器输出32A直接耦合至功率放大器供给输出28，Votfset环电路41和阈值偏移电流42Ithkeskmuwset被省略使得IpAWA—同于并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—TOT—EST。 [0259]如在图4C中所描绘的，继续参考图1A和图3C，阈值检测器和控制电路132C可包括第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144、第四比较器146以及逻辑电路148C。逻辑电路148C的实例实施例可包括现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑电路、分立硬件组件或被设计为执行的上述任何组合。逻辑电路148C的某些实施例可在数字或模拟处理器中来实施。
[0260]第一比较器140包括耦合至分路电平阈值124的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP’的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148C的分路电平指示150C的第一比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa OTP’大于或等于分路电平阈值124时，通过将第一比较器140的输出设定为数字逻辑低状态来断言分路电平指示150C。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa ot/小于分路电平阈值124时，通过将第一比较器140的输出设定为数字逻辑高状态来撤销分路电平指示150C。第二比较器142包括耦合至串联电平阈值126的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP’的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148C的串联电平指示152C的第二比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawaot/大于或等于串联电平阈值126时，通过将第二比较器142的输出设定为数字逻辑低状态来断言串联电平指示152C。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa ot/小于串联电平阈值126时，通过将第二比较器142的输出设定为数字逻辑高状态来撤销串联电平指示152C。第三比较器144包括耦合至第一升压电平阈值128的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—ωΜΡ’的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148C的第一升压电平指示154C的第三比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—大于第一升压电平阈值128时，通过将第三比较器144的输出设定为数字逻辑低状态来断言第一升压电平指示154C。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa ot/小于第一升压电平阈值128时，通过将第三比较器144的输出设定为数字逻辑高状态来撤销第一升压电平指示154C。第四比较器146包括耦合至第二升压电平阈值130的正极端子、耦合至补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP’的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148C的第二升压电平指示156C的第四比较器输出。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP’大于第二升压电平阈值130时，通过将第四比较器146的输出设定为数字逻辑低状态来断言第二升压电平指示156C。当补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—ωΜΡ’小于第二升压电平阈值130时，通过将第四比较器146的输出设定为数字逻辑高状态来撤销第二升压电平指示156C。
[0261]类似于图4Α的逻辑电路148Α和图4Β的逻辑电路148Β，图4C的逻辑电路148C可构造为产生电荷泵模式控制信号60、被提供到第一输出缓冲器158的串联开关控制输出162、被提供到第二输出缓冲器160的分路开关控制输出164、被提供到第三输出缓冲器161的一个或多个开关电压输出cmos信号166V
SW—EST—CMOS—SIGNAL 以及估计的开关电压输出38BVSW
ESI?如先前所述，串联开关控制输出162、分路开关控制输出164以及一个或多个开关电压输出cmos信号Ieevswj5Lsjjiem可构造为利用第一输出缓冲器158、第二输出缓冲器160以及第三输出缓冲器161操作以分别产生串联开关控制信号66、分路开关控制信号68以及估计的开关电压输出38BVsw est。类似于图4A的逻辑电路148A和图4B的逻辑电路148B，逻辑电路148C可包括升压锁定计数器184和升压时间计数器186。逻辑电路148C的升压锁定计数器184和升压时间计数器186的操作大体上分别类似于图4A和图4B的逻辑电路148A和148B的升压锁定计数器184和升压时间计数器186的操作。
[0262]类似于图4A的阈值检测器和控制电路132A和图4B的阈值检测器和控制电路132B,阈值检测器和控制电路132C可构造为如在图3C中所描绘的接收来自控制器50的模式切换控制信号131，以便构造逻辑电路148C在不同的操作模式中操作多级电荷泵降压转换器。作为实例，模式切换控制信号131可在支配开关电压输出26如何转变开关电压输出26来提供不同输出电平的阈值检测器和控制电路132C内构造状态机的操作。作为阈值检测器和控制电路132C内的状态机的第一实例实施例，模式切换控制信号131可构造多级电荷泵降压转换器12以在第一操作模式中操作，如图5C中所描绘。作为阈值检测器和控制电路132C内的状态机的另一实例实施例，模式切换控制信号131可构造多级电荷泵降压转换器12以在第二操作模式中操作，如图6C中所描绘。
[0263]现在将继续参考图2A、3C、4C、5C、6C以及7A讨论逻辑电路148C的操作。类似于图4A的逻辑电路148A和图4B的逻辑电路148B，逻辑电路148C可以是对于阈值检测器和控制电路132C的一个或多个状态机构造的基于数字或模拟的逻辑电路。
[0264]现在将描述在图5C中描绘的逻辑电路148C中所实施的第一状态机的操作。第一状态机包括分路输出模式188C、串联输出模式190C、第一升压输出模式192C以及第二升压输出模式194C。
[0265]在分路输出模式188C中，逻辑电路148C (图4C)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3C)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148C还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于闭合状态(导通)。另外，逻辑电路148C构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图3C)处于充电操作模式。结果，图3C的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。响应于串联电平指示152C的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ip皿—OTP’大于或等于串联电平阈值126，逻辑电路148C构造第一状态机以转变为串联输出模式190C。否则，第一状态机保持在分路输出模式188C。
[0266]在串联输出模式190C中，逻辑电路148C构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于闭合状态(导通)。逻辑电路148C还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148C构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于充电操作模式。结果，图3C的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。
[0267]响应于分路电平指示150C (图4C)的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa-O11/小于分路电平阈值124，逻辑电路148C构造第一状态机以转变为分路输出模式188C(图5C)。然而，响应于第一升压电平指示154C的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP’大于或等于第一升压电平阈值128，逻辑电路148C构造第一状态机以转变为第一升压输出模式192C。否则,第一状态机保持在串联输出模式190C。
[0268]在第一升压输出模式192C中，逻辑电路148C (图4C)构造串联开关控制输出162使得串联开关70(图3C)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148C还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148C构造电荷泵模式控制信号60来指不多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式以在电荷泵输出64提供1.5xVbat。结果，图3C的开关电压输出26构造为提供大体等于1.5xVbat的开关电压Vsw。响应于分路电平指示150C (图4C)的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa otp'小于分路电平阈值124，逻辑电路148C构造第一状态机以转变为分路输出模式188C(图5C)。然而，响应于第二升压电平指示156C的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值ΙΡΑΜ—ωΜΡ’大于或等于第二升压电平阈值130，逻辑电路148C构造第一状态机以转变为第二升压输出模式194C。否则,第一状态机保持在第一升压输出模式192C。
[0269]在第二升压输出模式194C中，逻辑电路148C (图4C)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3C)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148C还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148C构造电荷泵模式控制信号60来指不多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式以在电荷泵输出64提供2xVbat。结果，图3C的开关电压输出26构造为提供大体等于2xVbat的开关电压Vsw。响应于分路电平指示150C的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa OTP’小于分路电平阈值124,第一状态机以转变为分路输出模式188C。否则,第一状态机保持在第二升压输出模式194C。
[0270]现在将描述在图6C中所描绘的逻辑电路148C的第二状态机的操作。第二状态机包括分路输出模式196C、串联输出模式198C、第一升压输出模式200C以及第二升压输出模式202C。另外，第二状态机使用逻辑电路148C的上述升压锁定计数器184和升压时间计数器 186。
[0271]在分路输出模式196C中，逻辑电路148C (图4C)构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148C还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于闭合状态(导通)。另外，逻辑电路148C构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图3C)处于充电操作模式。结果，图3C的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。如果启用升压锁定计数器184，则升压锁定计数器184继续倒数。响应于串联电平指示152C的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—ο?’大于或等于串联电平阈值126，第二状态机转变为串联输出模式198C。否则，第二状态机保持在分路输出模式196C。
[0272]在串联输出模式198C中，逻辑电路148C (图4C)构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于闭合状态(导通)。逻辑电路148C还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148C构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于充电操作模式。结果，图3C的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。如果启用升压锁定计数器184，则升压锁定计数器184继续倒数。响应于分路电平指示150C的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值ΙΡΑΜ—ωΜΡ’小于分路电平阈值124，逻辑电路148C构造第二状态机以转变为分路输出模式196C。然而，响应于第一升压电平指示154C的断言，其指示补偿的功率放大器电路输出电流估计值IPAWA—ωΜΡ’大于或等于第一升压电平阈值128，逻辑电路148C判断是否最小充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154C被断言。如果最小充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154C被断言，则逻辑电路148C构造第二状态机以转变为第一升压输出模式200C。否则，逻辑电路148C防止第二状态机转变为第一升压输出模式200C直到最大时间指示符被撤销为止。一旦最小充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154C被断言，则逻辑电路148C构造第二状态机以转变为第一升压输出模式200C，复位升压时间计数器186的计数器输出，并且使得升压时间计数器186能够开始累加。否则，第二状态机保持在串联输出模式198C。
[0273]在第一升压输出模式200C中，逻辑电路148C构造串联开关控制输出162使得串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148C还构造分路开关控制输出164使得分路开关72处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148C构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图3C)处于第一升压操作模式以在电荷泵输出64提供1.5xVbat。结果，图3C的开关电压输出26构造为提供大体等于1.5xVBAT的开关电压Vsw。响应于第一升压电平指示154C的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa OTP’小于第一升压电平阈值128，逻辑电路148C构造第二状态机以转变为串联输出模式198C。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148C断言最小充电时间指示符。响应于最小充电时间指示符被断言，逻辑电路148C设定升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始倒数。然而，响应于第二升压电平指示156C的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP’大于或等于第二升压电平阈值130，逻辑电路148C构造第二状态机以转变为第二升压输出模式202C。否则，第二状态机保持在第一升压输出模式200C。
[0274]在第二升压输出模式202C中，逻辑电路148C构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3C)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148C还构造分路开关控制输出164使得分路开关72 (图3C)处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148C构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图3C)处于第二升压操作模式以在电荷泵输出64提供2xVbat。结果，图3C的开关电压输出26构造为提供大体等于2xVbat的开关电压Vsw。
[0275]响应于第一升压电平指示154C的撤销，其指示补偿的功率放大器电路输出电流估计值Ip.—?/小于第一升压电平阈值128，逻辑电路148C构造第二状态机以转变为串联输出模式198C。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148C断言最小充电时间指示符。响应于最小充电时间指示符被断言，逻辑电路148C设定升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始倒数。否则，第二状态机保持在第二升压输出模式202C。
[0276]阈值和控制电路132C还提供开关电压输出Vsw est QUT的逻辑电平指示，其是开关电压输出Vsw的逻辑电平表达。开关电压输出Vswjsilotjt可基于VSW—EST—CMOS—SIGNAL。在阈值和控制电
路132C的某些实施例中，当多级电荷泵降压转换器12A处于串联输出模式、第一升压输出模式或第二升压输出模式时可断言开关电压输出Vsw EST OTT的逻辑电平指示。当多级电荷泵降压转换器12A处于分路输出操作模式时可撤销开关电压输出Vsw EST TOT的逻辑电平指示。
[0277]借助于实例，并且非限制性地，图3D描绘了既不包括频率锁环(FLL)电路也不包括Vqffset环电路41的图1B的伪包络线跟随器功率管理系统IOB的实施例。另外，图3D描绘了图1B的伪包络线跟随器功率管理系统IOB的另一实施例，其中耦合电路18是导线并且并联放大器电路14的并联放大器输出32A直接耦合至功率放大器供给输出28。包括图3D中所描绘的电路的图1B的伪包络线跟随器功率管理系统IOB的其他实施例可包括不直接将并联放大器输出32A的输出耦合至功率放大器供给输出28VCC的耦合电路18。在那些情况下，图3D中所描绘的电路可包括在图1A的包括Vqffset环电路41的并联放大器电路14中。[0278]图3D描绘了具有切换器控制电路52D的多级电荷泵降压转换器的实施例，切换器控制电路52D类似于在图3C中所描绘的切换器控制电路52C。然而，不同于切换器控制电路52C，切换器控制电路52D包括阈值检测器和控制电路132D，其不构造为接收来自并联放大器电路14的阈值偏移电流42
[0279]类似于图4A的阈值检测器和控制电路132A、图4B的阈值检测器和控制电路132B以及图4C的阈值检测器和控制电路132C，图4D的阈值检测器和控制电路132D可构造为接收来自控制器50的在图3D中所描绘的模式切换控制信号131，以便构造逻辑电路148D在不同的操作模式中操作多级电荷泵降压转换器。作为实例，模式切换控制信号131可在支配开关电压输出26如何转变开关电压输出26来提供不同输出电平的阈值检测器和控制电路132D内构造状态机的操作。作为阈值检测器和控制电路132D内的状态机的第一实例实施例，模式切换控制信号131可构造多级电荷泵降压转换器12以在第一操作模式中操作，如图中所描绘。作为阈值检测器和控制电路132D内的第二状态机的另一实例实施例，模式切换控制信号131可构造多级电荷泵降压转换器12以在第二操作模式中操作，如图6D中所描绘。
[0280]在图4D中描绘了阈值检测器和控制电路132D的一个实施例。阈值检测器和控制电路132D类似于在图4A中所描绘的阈值检测器和控制电路132A，除了逻辑电路148A被逻辑电路148D替代并且并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP被并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—QUT—EST替代之外。如上所讨论，并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—QUT—EST可包括成比例的并联放大器输出电流估计值IpAM—AMP—SfflSE和成比例开环辅助电路输出电流估计值IASSIST—SENSE。然而，在不包括开环辅助电路39的并联放大器电路的某些实施例中，并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA ^it EST仅包括如上所述的由并联放大器电路32的并联放大器感测电路36产生的成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—amp—SENSE。
[0281]将继续参考图3D描述图4D的阈值检测器和控制电路132D。阈值检测器和控制电路132D可包括第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144、第四比较器146以及逻辑电路148D。逻辑电路148D的实例实施例可包括现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑电路、分立硬件组件或被设计为执行的上述任何组合。逻辑电路148D的某些实施例可在数字或模拟处理器中来实施。
[0282]第一比较器140包括耦合至分路电平阈值124的正极端子、耦合至并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa qut est的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148D的分路电平指示150D的第一比较器输出。当并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA QUT EST大于或等于分路电平阈值124时，通过将第一比较器140的输出设定为数字逻辑低状态来断言分路电平指示150D。当并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA TOT EST小于分路电平阈值124时，通过将第一比较器140的输出设定为数字逻辑高状态来撤销分路电平指示150D。第二比较器142包括耦合至串联电平阈值126的正极端子、耦合至并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA QUT EST的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148D的串联电平指示152D的第二比较器输出。当并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA QUT EST大于或等于串联电平阈值126时，通过将第二比较器142的输出设定为数字逻辑低状态来断言串联电平指示152D。当并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA QUT EST小于串联电平阈值126时，通过将第二比较器142的输出设定为数字逻辑高状态来撤销串联电平指示152D。第三比较器144包括耦合至第一升压电平阈值128的正极端子、耦合至并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA OTT EST的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148D的第一升压电平指示154D的第三比较器输出。当并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—QUT—EST大于第一升压电平阈值128时，通过将第三比较器144的输出设定为数字逻辑低状态来断言第一升压电平指示154D。当并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA EST小于第一升压电平阈值128时，通过将第三比较器144的输出设定为数字逻辑高状态来撤销第一升压电平指示154D。第四比较器146包括耦合至第二升压电平阈值130的正极端子、耦合至并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA OTT EST的负极端子以及构造为产生被提供到逻辑电路148D的第二升压电平指示156D的第四比较器输出。当并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA OTT EST大于第二升压电平阈值130时，通过将第四比较器146的输出设定为数字逻辑低状态来断言第二升压电平指示156D。当并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa TOT EST小于第二升压电平阈值130时，通过将第四比较器146的输出设定为数字逻辑高状态来撤销第二升压电平指示156D。
[0283]类似于图4A的逻辑电路148A、图4B的逻辑电路148B以及图4C的逻辑电路148C，逻辑电路148D也可构造为产生电荷泵模式控制信号、被提供到第一输出缓冲器158的串联开关控制输出162、被提供到第二输出缓冲器160的分路开关控制输出164、被提供到第三输出缓冲器161的一个或多个开关电压输出cmos信号166V
SW—EST—CMOS—SIGNAL 以及估计的开关电
压输出38BVsw est。如先前所述，串联开关控制输出162、分路开关控制输出164以及一个或多个开关电压输出cmos信号166V

SW—EST—CMOS—SIGNAL 可构造为利用第一输出缓冲器158、第二输出缓冲器160以及第三输出缓冲器161操作以分别产生串联开关控制信号66、分路开关控制信号68以及估计的开关电压输出38BVSW EST。同样类似于图4A的逻辑电路148A、图4B的逻辑电路148B以及图4C的逻辑电路148C，逻辑电路148D可包括升压锁定计数器184和升压时间计数器186。逻辑电路148D的升压锁定计数器184和升压时间计数器186的操作大体上分别类似于图4A、图4B、图4C的逻辑电路148A、148B、148C的升压锁定计数器184和升压时间计数器186的操作。
[0284]逻辑电路148D的实例实施例可包括现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑电路、分立硬件组件或被设计为执行的上述任何组合。逻辑电路148D的某些实施例可在数字或模拟处理器中来实施。另外，逻辑电路148D可包括阈值检测器和控制电路132D的第一状态机和第二状态机的实施例。
[0285]现在将描述在图中描绘的逻辑电路148D中所实施的第一状态机的操作。第一状态机包括分路输出模式188D、串联输出模式190D、第一升压输出模式192D以及第二升压输出模式194D。
[0286]在分路输出模式188D中，逻辑电路148D (图4D)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3D)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148D还构造分路开关控制输出164使得分路开关72 (图3D)处于闭合状态(导通)。另外，逻辑电路148D构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图3D)处于 充电操作模式。结果，图3D的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。响应于串联电平指示152D的断言，其指示并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA QUT EST大于或等于串联电平阈值126，逻辑电路148D构造第一状态机以转变为串联输出模式190D。否则，状态机保持在分路输出模式188D。[0287]在串联输出模式190D中，逻辑电路148D构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3D)处于闭合状态(导通)。逻辑电路148D还构造分路开关控制输出164使得分路开关72 (图3D)处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148D构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于充电操作模式。结果，图3D的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。
[0288]响应于分路电平指示150D (图4D)的撤销，其指示功率放大器电路输出电流估计值ΙΡΑΜ—?τ—EST小于分路电平阈值124，逻辑电路148D构造第一状态机以转变为分路输出模式188D(图OT)。然而，响应于第一升压电平指示154D的断言，其指示并联放大器电路输出电流估计值于或等于第一升压电平阈值128，逻辑电路148D构造第一状态机以转变为第一升压输出模式192D。否则，第一状态机保持在串联输出模式190D。
[0289]在第一升压输出模式192D中，逻辑电路148D (图4D)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3D)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148D还构造分路开关控制输出164使得分路开关72 (图3D)处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148D构造电荷泵模式控制信号60来指不多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式以在电荷泵输出64提供1.5xVbat。结果，图3D的开关电压输出26构造为提供大体等于1.5xVBAT的开关电压Vsw。响应于分路电平指示150D (图4D)的撤销，其指示并联放大器电路输出电流估计值40IpawaOUTJST小于分路电平阈值124，逻辑电路148D构造第一状态机以转变为分路输出模式188D(图OT)。然而，响应于第二升压电平指示156D的断言，其指示并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA 大于或等于第二升压电平阈值130，逻辑电路148D构造第一状态机以转变为第二升压输出模式194D。否则,第一状态机保持在第一升压输出模式192D。
[0290]在第二升压输出模式194D中，逻辑电路148D (图4D)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3D)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148D还构造分路开关控制输出164使得分路开关72 (图3D)处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148D构造电荷泵模式控制信号60来指不多级电荷泵电路56处于第二升压操作模式以在电荷泵输出64提供2xVbat。结果，图3D的开关电压输出26构造为提供大体等于2xVbat的开关电压Vsw。响应于分路电平指示150D的撤销，其指示并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA EST小于分路电平阈值124，第一状态机转变为分路输出模式188D。否则，状态机保持在第二升压输出模式194D。
[0291]现在将描述在图6D中所描绘的逻辑电路148D的第二状态机的操作。第二状态机包括分路输出模式196D、串联输出模式198D、第一升压输出模式200D以及第二升压输出模式202D。另外，第二状态机使用逻辑电路148D的上述升压锁定计数器184和升压时间计数器 186。
[0292]在分路输出模式196D中，逻辑电路148D (图4D)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3D)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148D还构造分路开关控制输出164使得分路开关72 (图3D)处于闭合状态(导通)。另外，逻辑电路148D构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图3D)处于充电操作模式。结果，图3D的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。如果启用升压锁定计数器184，则升压锁定计数器184继续倒数。响应于串联电平指示152D的断言，其指示并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA QUT EST大于或等于串联电平阈值126，第二状态机转变为串联输出模式198D。否则，第二状态机保持在分路输出模式196D。
[0293]在串联输出模式198D中，逻辑电路148D (图4D)构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3D)处于闭合状态(导通)。逻辑电路148D还构造分路开关控制输出164使得分路开关72 (图3D)处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148D构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56处于充电操作模式。结果，图3D的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。如果启用升压锁定计数器184，则升压锁定计数器184继续倒数。响应于分路电平指示150D的撤销，其指示并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa QUT EST小于分路电平阈值124，逻辑电路148D构造第二状态机以转变为分路输出模式196D。然而，响应于第一升压电平指示154D的断言，其指示功率放大器电路输出电流估计值40IPAWA_OUT_EST大于或等于第一升压电平阈值128，逻辑电路148D判断是否最小充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154D被断言。如果最小充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154D被断言，则逻辑电路148D构造第二状态机以转变为第一升压输出模式200D。否则，逻辑电路148D防止第二状态机转变为第一升压输出模式200D直到最小时间指示符被撤销为止。一旦最小充电时间指示符被撤销并且第一升压电平指示154D被断言，则逻辑电路148D构造第二状态机以转变为第一升压输出模式200D，复位升压时间计数器186的计数器输出，并且使得升压时间计数器186能够开始累加。否贝U，第二状态机保持在串联输出模式198D。
[0294]在第一升压输出模式200D中，逻辑电路148D构造串联开关控制输出162使得串联开关70(图3D)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148D还构造分路开关控制输出164使得分路开关72(图3D)处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148D构造电荷泵模式控制信号60来指不多级电荷泵电路56处于第一升压操作模式以在电荷泵输出64提供1.5xVbat。结果，图3D的开关电压输出26构造为提供大体等于1.5xVbat的开关电压Vsw。响应于第一升压电平指示154D的撤销，其指示并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA TOT EST小于第一升压电平阈值128，逻辑电路148D构造第二状态机以转变为串联输出模式198D。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148D断言最小充电时间指示符。响应于最小充电时间指示符被断言，逻辑电路148D设定升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始倒数。然而，响应于第二升压电平指示156D的断言，其指示并联放大器电路输出电流估计值401_?大于或等于第二升压电平阈值130，逻辑电路148D构造第二状态机以转变为第二升压输出模式202D。否则，第二状态机保持在第一升压输出模式200D。
[0295]在第二升压输出模式202D中，逻辑电路148D构造串联开关控制输出162使得串联开关70 (图3D)处于打开状态(不导通)。逻辑电路148D还构造分路开关控制输出164使得分路开关72 (图3D)处于打开状态(不导通)。另外，逻辑电路148D构造电荷泵模式控制信号60来指示多级电荷泵电路56 (图3D)处于第二升压操作模式以在电荷泵输出64提供2xVbat。结果，图3D的开关电压输出26构造为提供大体等于2xVbat的开关电压Vsw。
[0296]响应于第一升压电平指示154D的撤销，其指示功率放大器电路输出电流估计值40IPAWA TOT EST小于第一升压电平阈值128，逻辑电路148D构造第二状态机以转变为串联输出模式198D。如果升压时间计数器186的计数输出超过最大升压时间参数，则逻辑电路148D断言最小充电时间指示符。响应于最小充电时间指示符被断言，逻辑电路148D设定升压锁定计数器184的计数值并且使得升压锁定计数器184能够开始倒数。否则，第二状态机保持在第二升压输出模式202D。
[0297]相对于下述情况:在各个图4A、4B、4C以及4D中所描绘的逻辑电路148A、逻辑电路148B、逻辑电路148C以及逻辑电路148D的第一状态机或第二状态机构造为分别处于第一升压输出模式192A、第一升压输出模式192B、第一升压输出模式192C以及第一升压输出模式192D或第一升压输出模式200A、第一升压输出模式200B、第一升压输出模式200C或第一升压输出模式200D,当多级电荷泵电路56构造为处于第一升压操作模式时,多级电荷泵电路56的第一开关86、第三开关90、第五开关94以及第七开关98构造为闭合使得来自并联布置的供给输入24 (VBAT)、第一飞跨电容器100以及第二飞跨电容器102的电荷经由电荷泵输出64被直接提供到开关电压输出26以便在开关电压输出26提供大体1.5xVbat。多级电荷泵的第二开关88、第四开关92以及第六开关96以及第八开关118构造为打开。
[0298]类似地，相对于下述情况:在各个图4A、4B、4C以及4D中所描绘的逻辑电路148A、逻辑电路148B、逻辑电路148C以及逻辑电路148D的第一状态机或第二状态机构造为分别处于第二升压输出模式194A、第二升压输出模式194B、第二升压输出模式194C以及第二升压输出模式194D或第二升压输出模式202A、第二升压输出模式202B、第二升压输出模式202C以及第二升压输出模式202D，当多级电荷泵电路56构造为处于第二升压操作模式时，第一开关86、第四开关92以及第五开关94构造为闭合使得来自串联布置的供给输入24(VBAT)、第一飞跨电容器100以及第二飞跨电容器102的电荷经由电荷泵输出64被直接提供到开关电压输出26以便在开关电压输出26提供大体2xVbat。多级电荷泵电路56的第二开关88、第三开关90、第六开关96以及第七开关98构造为打开。在进一步包括第八开关118的多级电荷泵 电路56的那些实施例中，第八开关118也可构造为打开。
[0299]有利地，这允许多级电荷泵电路56在无需电荷泵输出电容器的情况下在开关电压输出26提供大体1.5xVbat或大体2xVbat。此外，尽管多级电荷泵电路56的某些实施例可包括多于两个的飞跨电容器或电感组件来提供升压电平，但多级电荷泵电路56的某些实施例仅包括第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102。甚至更有利地，进一步包括第八开关118的多级电荷泵电路56的某些实施例可提供附加第一输出操作模式来仅利用第一飞跨电容器100和第二飞跨电容器102在开关电压输出26提供大体1/2xVbat。
[0300]返回到图2A，并联放大器电路14A的实例实施例包括并联放大器电路32。并联放大器电路32包括并联放大器35和并联放大器感测电路36。并联放大器35基于补偿的Veamp信号VKAMP—。与功率放大器供给电压V。。之间的差值在并联放大器输出32A产生并联放大器输出电压VpARA—AMp。另外，并联放大器35输出并联放大器输出电流IPAEA—amp。并联放大器感测电路36可包括一个或多个电流镜像电路，其根据包括在并联放大器电路14A的实例实施例中的操作块与并联放大器35通信。基于并联放大器输出电流Ipaea amp,并联放大器感测电路36产生成比例的并联放大器输出电流估计值Ipm—AMPJiffliiE，其提供并联放大器输出电流Ipaea_mp的指示。在包括开环辅助电路39的并联放大器电路14A的那些实施例中，成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—MP—SENSE与来自开环辅助电路39的成比例开环辅助电路输出电流估计值1心^^组合以产生被提供到多级电荷泵降压转换器12A的并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA EST。然而，在不包括开环辅助电路39的并联放大器电路14A的那些实施例中，仅可提供成比例的并联放大器输出电流估计值IPAKA—amp—m-作为形成被提供到多级电荷泵降压转换器12A的并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA OTT EST的贡献。另夕卜，如在图2A中所描绘的，在包括并联放大器输出阻抗补偿电路37的并联放大器电路14A的那些实施例中，成比例的并联放大器输出电流估计值IPAKA—MP—SENSE的副本被提供到并联放大器输出阻抗补偿电路37。然而，在不包括并联放大器输出阻抗补偿电路37的并联放大器电路14A的那些实施例中，并联放大器感测电路36构造为仅提供成比例的并联放大器输出电流估计值IPAKA—mp—SENSE作为形成被提供到多级电荷泵降压转换器12A的并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—QUT—EST的贡献。
[0301]图12A描绘了作为并联放大器35A的并联放大器35的一个实施例。并联放大器35A描绘了 AB类放大器的一个实施例。并联放大器35A包括并联放大器输入电压204、第一放大器AMPa206、第二放大器208AMPB、第一输出级210以及放大器反馈节点212。并联放大器输入电压204可构造为接收Vkamp信号或补偿的Vmmp信号V_—。。
[0302]第一放大器206AMPa包括正极输入端子206A、负极输入端子206B以及输出端子206C。关于第一放大器206AMPa,正极输入端子206A可稱合至并联放大器输入电压204。负极输入端子206B可耦合至放大器反馈节点212，其耦合至功率放大器供给电压V。。。第一电阻器Ra和第一电容器Ca串联布置在输出端子206C与放大器反馈节点212之间。第一电阻器Ra和第一电容器Ca是用于通过补偿由旁路电容器19的旁路电容器电容Cbypass引入的主导极点来扩展操作带宽的反馈网络。反馈网络可构造为将第一放大器206AMPa的调制带宽向外扩展至近似30MHz。第一放大器206AMPa基于出现在正极输入端子206A的并联放大器输入电压204与出现在负极输入端子206B的功率放大器供给电压V。。之间的差值在输出端子206C产生第一放大器输出电压\。
[0303]关于第二放大器208AMPb,正极输入端子208A可稱合至并联放大器输入电压204。负极输入端子208B可耦合至放大器反馈节点212，其耦合至功率放大器供给电压V。。。第二电阻器Rb和第二电容器Cb串联布置在输出端子208C与放大器反馈节点212之间。第二电阻器Rb和第二电容器Cb是用于通过补偿由旁路电容器19的旁路电容器电容Cbypass引入的主导极点来扩展操作带宽的反馈网络。反馈网络可构造为将第二放大器208AMPb的调制带宽向外扩展至近似30MHz。第二放大器208AMPb基于出现在正极输入端子208A的并联放大器输入电压204与出现在负极输入端子208B的功率放大器供给电压V。。之间的差值在输出端子208C产生第二放大器输出电压Vb。
[0304]第一输出级210包括第一切换元件SW1A214和第二切换元件SW1B216。作为非限制性的实例，第一切换元件SW1A214和第二切换元件SW1B216的某些实施例可以是诸如场效应晶体管、基于绝缘体在半导体上的晶体管或基于双极的晶体管等基于固态的开关。这些晶体管可主要在AB类模式中操作，从而接近线性操作，即使晶体管被称为开关亦是如此。在一个实例实施例中，第一切换元件2145胃14可以是具有漏极214D、栅极214G以及源极214S的PFET器件。同样地，第二切换元件216SW1B可以是具有漏极216D、栅极216G以及源极216S的NFET器件。
[0305]第一切换元件214SW1A的源极214S可耦合至多级电荷泵降压转换器12的并联放大器供给输入30(Vbat)。第一切换元件214SW1A的漏极214D可耦合至第二切换元件216SW1B的漏极216D以形成提供并联放大器35A的并联放大器输出电压VPAKA—MP的并联放大器输出节点218。第二切换元件216SW1B的源极216S可耦合至地极。[0306]第一切换元件214SW1A的栅极214G可耦合至第一放大器206AMPa的输出端子206C，以便接收第一放大器输出电压VA。类似地，第二切换元件216SW1B的栅极216G可耦合至第二放大器208AMPb的输出端子2086C，以便接收第二放大器输出电压VB。
[0307]并联放大器35A可构造为源自并联放大器输出节点218并且基于并联放大器输入电压204 (Veamp或Vkamp与功率放大器供给电压Vrc之间的差值吸收电流到并联放大器输出节点218。例如，当由功率电感器16递送的功率电感器电流Isw ot和由旁路电容器19的旁路电容器电容Cbypass递送的旁路电容器电流Ibypass cap不足以将输出电流1tit供给到线性RF功率放大器22时，并联放大器35A接通第一切换元件214SW1A，以通过耦合电容器18A将附加电流提供到功率放大器供给输出28。然而，当由功率电感器16递送的功率电感器电流Isw out和来自芳路电各器19的芳路电各器电各Cbypass的芳路电各器电流ΙΒgammaΡ?^—q\p超过待递送到线性RF功率放大器22的输出电流1t的期望水平时，并联放大器35A接通第二切换元件216SW1B，以将被提供到功率放大器供给输出28的过剩电流分路到地极。
[0308]在如在图2A和2B中所描绘的联放大器电路14A包括提供开环辅助电路电流Iassist的开环辅助电路39的情况下，并联放大器35A补偿被供给到功率放大器供给输出28的电流的过剩或不足。作为实例，当功率电感器电流Iswjm、开环辅助电流Iassist以及旁路电容器电流I_SS—CAP向线性RF功率放大器22递送少于期望水平的输出电流1tt时，并联放大器35接通第一切换元件214SW1A，以提供线性RF功率放大器22所期望的附加电流。作为另一实例，当功率电感器电流Isilott、开环辅助电流Iassist以及旁路电容器电流I BYPASS—CAP 向功率放大器供给输出28递送过剩电流时，并联放大器35A接通第二切换元件216SW1B，使得过剩电流被分路到地极。
[0309]图12B描绘了作为并联放大器35B的并联放大器35的另一实施例。不同于图12A的并联放大器35A,可再充电的并联放大器35B包括第二输出级220A、电荷守恒电容器Cab以及输出控制电路230A。
[0310]第二输出级220A包括第一切换元件2225评24和第二切换元件224SW2B。作为非限制性的实例，第一切换元件222SW2A和第二切换元件224SW2B的某些实施例可以是诸如场效应晶体管、基于绝缘体在半导体上的晶体管或基于双极的晶体管等基于固态的开关。这些晶体管主要在AB类模式中操作，从而接近线性操作，即使晶体管被称为开关亦是如此。在一个实例实施例中，第一切换元件222SW2A可以是具有漏极222D、栅极222G以及源极222S的PFET器件。同样地，第二切换元件224SW2B可以是具有漏极224D、栅极224G以及源极224S的NFET器件。
[0311]第一切换兀件222SW2A的源极222S可稱合至电荷守恒电容器CAB。第一切换兀件222SW2A的漏极222D和第二切换元件224SW2B的漏极224D可耦合至并联放大器输出节点218以提供可再充电的并联放大器35B的并联放大器输出电压Vpaka AMP。第二切换元件224SW2B的源极224S可耦合至电荷守恒电容器Ca^如以下进一步详细解释的，当第二输出级220A的第二切换元件224SW2B可被接通以吸收被提供到功率放大器供给输出28的过剩电流时，电荷储存在电荷守恒电容器Cab上以产生保存电荷电压VAB。类似地，当不足够的电流被提供到功率放大器供给输出28时，第一切换元件2225评24可被接通以从电荷守恒电容器Cab向功率放大器供给输出28提供附加电流。
[0312]为了在线性操作模式下操作，第一切换元件2223胃24和第二切换元件224SW2B的操作范围必须考虑每个器件的最小净空电压VHEAD_M。作为实例，只要并联放大器输出节点218提供的并联放大器输出电压Vpakajw小于保存电荷电压Vab减去最小净空电压VHEAD_,则第一切换元件2223胃24可在线性模式下操作。类似地，只要并联放大器输出节点218提供的并联放大器输出电压VPAEA—AMP大于保存电荷电压Vab加上最小净空电压Vheadkmm,则第二切换兀件224SW2B可在线性模式下操作。
[0313]输出控制电路230A包括Va输入VA—IN、VB输入VB—IN、VAB输入Vab.1N以及Vpaka amp输入VPMA—AMP—IN。\输入νΑ—IN可|禹合至第一放大器206AMPa的输出端子206C以接收第一放大器输出电压\。Vb输入Vb IN可耦合至第二放大器208AMPb的输出端子208C以接收第二放大器输出电压VB。Vpaea amp输入Vpaea amp in可耦合至并联放大器输出节点218以接收并联放大器输出电压Vpakajw。Vab输入VAB—IN可稱合至保存电荷电压Vab。
[0314]输出控制电路230A可包括第一开关控制输出Vswia、第二开关控制输出Vsw2a、第三开关控制输出Vsw2b以及第四开关控制输出VSW1B。第一开关控制输出Vswia可耦合至第一切换元件214SW1A的栅极214G。第二开关控制输出Vsw2a可耦合至第一切换元件222SW2A的栅极222G。第三开关控制输出Vsw2b可耦合至第二切换元件224SW2B的栅极224G。第四开关控制输出Vswib可耦合至第二切换元件216SW1b的栅极216G。
[0315]输出控制电路230A基于最小净空电压VHEADKQQM、保存电荷电压Vab以及并联放大器输出电压Vpakajw选择性地将Va输入VA—IN I禹合至第一开关控制输出Vswia或第二开关控制输出\狐。例如，当并联放大器输出电压Vpakajw大于保存电荷电压Vab减去最小净空电压Vheade00M时，输出控制电路230A将Va输入VA—IN I禹合至第一输出级210的第一开关控制输出Vswia并且设定第二开关控制输出Vsw2a以停用第二输出级220A的第二切换元件224SW2A。作为实例，输出控制电路230A可上拉第二开关控制输出Vsw2a至保存电荷电压Vab。结果,第一放大器输出电压\ I禹合至第一输出级210的第一切换兀件214SW1A的栅极214G。
[0316]然而，当并联放大器输出电压Vpaka AMP小于或等于保存电荷电压Vab减去最小净空电压Vheadktom时，输出控制电路230A将Va输入Va in耦合至第二开关控制输出Vsw2a并且设定第一开关控制输出Vswia以停用第一输出级210的第一切换兀件214SW1A。作为实例,输出控制电路230A可上拉第一开关控制输出Vswia至并联放大器供给输入30 (Vbat)0结果,第一放大器输出电压Va耦合至第二输出级220A的第一切换元件222SW2A的栅极222G。
[0317]输出控制电路230A还基于最小净空电压Vheadkqqm、保存电荷电压Vab以及并联放大器输出电压VPAKA—MP选择性地将Vb输入VB—INI禹合至第三开关控制输出Vsw2b或第四开关控制输出VsmB。例如，当并联放大器输出电压Vpakajw大于保存电荷电压Vab加上最小净空电压Vheadeoom时，输出控制电路230A将Vb输入Vb in耦合至第三开关控制输出Vsw2b并且设定第四开关控制输出Vswib以停用第二切换元件216SW1b。作为实例，输出控制电路230A可下拉第四开关控制输出Vswib至地极。结果，第二放大器输出电压Vb耦合至第二输出级220A的第二切换元件224SW2B的栅极224G。
[0318]然而，当并联放大器输出电压Vpaka AMP小于或等于保存电荷电压Vab加上最小净空电压Vheadktom时，输出控制电路230A将第四开关控制输出Vswib耦合至Vb输入Vb IN并且设定第三开关控制输出Vsw2b以停用第二切换元件224SW2B。作为实例，输出控制电路230A可下拉第三开关控制输出Vsw2b至地极。
[0319]图12C描绘了作为可再充电的并联放大器35C的并联放大器35的另一实施例。图12C的可再充电的并联放大器35C类似于图12B的可再充电的并联放大器35B。然而，不同于可再充电的并联放大器35B，可再充电的并联放大器35C包括输出控制电路230B替代输出控制电路230A以及第二输出级220B替代第二输出级220A。输出控制电路230B进一步包括V。。输入V。。—IN，其耦合至功率放大器供给输出28以便接收功率放大器供给电压V。。。另外，不同于可再充电的并联放大器35B，在可再充电的并联放大器35C中，第二切换元件224SW2B的漏极224D耦合至功率放大器供给输出28而不是耦合至并联放大器输出节点218，其现在被标记为并联放大器输出节点218C。此外，如将解释的那样，输出控制电路230B的操作不同于输出控制电路230A的操作，以便适应，第二切换元件224SW2B的漏极224D耦合至功率放大器供给输出28。
[0320]类似于可再充电的并联放大器35B，可再充电的并联放大器35C也必须考虑第一切换元件222SW2A和第二切换元件224SW2B的最小净空电压Vheadktom,以便确保第一切换元件222SW2A和第二切换元件224SW2B在线性模式下操作。然而，由于第二切换元件224SW2B的漏极224D耦合至功率放大器供给输出28，功率放大器供给电压V。。也必须被考虑。
[0321]类似于可再充电的并联放大器35B，只要并联放大器输出节点218C提供的并联放大器输出电压VPAEA—AMP小于保存电荷电压Vab减去最小净空电压Vheadktom,则可再充电的并联放大器35C的第一切换元件2223胃24可在线性模式下操作。然而，不同于可再充电的并联放大器35B,只要并联放大器供给电压Vrc大于保存电荷电压Vab加上最小净空电压Vheadkqqm,则可再充电的并联放大器35C的第二切换元件224SW2B可在线性模式下操作。由于功率放大器供给电压Vcr趋于高于并联放大器输出电压VPAKA—MP,因此可再充电的并联放大器35C可在电荷守恒电容器Cab上储存附加的电荷，这增大了充电电压VAB。结果，第一切换元件222SWm的操作范围也增加。
[0322]类似于图12B的输出控制电路230A，图12C的输出控制电路230B基于最小净空
电压VHEAD_M、保存电荷电压Vab以及并联放大器输出电压Vpaka amp选择性地将Va输入Va in耦合至第一开关控制输出Vswia或第二开关控制输出VSW2A。例如，当并联放大器输出电压VPAEA—AMP大于保存电荷电压Vab减去最小净空电压Vheadkot时，输出控制电路230B将Va输入Va in耦合至的第一开关控制输出Vswia并且设定第二开关控制输出Vsw2a以停用第二输出级220A的第一切换元件222SW2A。作为实例，输出控制电路230B可上拉第二开关控制输出Vsw2a至保存电荷电压VAB。结果,第一放大器输出电压Va I禹合至第一输出级210C的第一切换兀件214Sff1A 的栅极 214G。
[0323]然而，当并联放大器输出电压Vpaka amp小于或等于保存电荷电压Vab减去最小净空电压Vheadkqqm时，输出控制电路230B将Va输入Va IN耦合至第二输出级220B的第二开关控制输出Vsw2a并且设定第一开关控制输出Vswia以停用第一输出级210C的第一切换兀件214SW1A。作为实例,输出控制电路230B可上拉第一开关控制输出Vswia至并联放大器供给输入30(Vbat)。结果，第一放大器输出电SVa耦合至第二输出级220B的第一切换元件222SWm的栅极222G。
[0324]然而，不同于输出控制电路230A，输出控制电路230B还基于最小净空电压νΗΕΑΜωΜ、保存电荷电压Vab以及功率放大器供给电压\c选择性地将Vb输入Vb in耦合至第三开关控制输出Vsw2b或第四开关控制输出VSW1B。例如，当功率放大器供给电压V。。大于保存电荷电压Vab加上最小净空电压VHEA_M时，输出控制电路230B将Vb输入Vb IN耦合至第三开关控制输出Vsw2b并且设定第四开关控制输出Vswib以停用第二切换元件216SW1B。作为实例，输出控制电路230A可下拉第四开关控制输出Vswib至地极。结果，第二放大器输出电压Vb耦合至第二输出级220B的第二切换元件224SW2B的栅极224G。
[0325]然而，当功率放大器供给电压\c小于或等于保存电荷电压Vab加上最小净空电压Vheadeoom时，输出控制电路230B将第四开关控制输出Vswib耦合至Vb输入Vb IN并且设定第三开关控制输出Vsw2b以停用第二切换元件224SW2B。作为实例，输出控制电路230B可下拉第三开关控制输出Vsw2b至地极。结果，第二放大器输出电压Vb耦合至第一输出级210C的第二切换元件216SW1B的栅极216G。
[0326]尽管图12A、图12B以及图12C的并联放大器35A、可再充电的并联放大器35B以及可再充电的并联放大器35C的实施例分别描绘了第一输出级210和210C的第一切换兀件214SW1A的源极214S耦合至并联放大器供给输入30 (VBAT)，但这是为了例示而非限制性的。在某些实施例中，被提供到图12A、图12B以及图12C的并联放大器35A、可再充电的并联放大器35B以及可再充电的并联放大器35C的供给电压可由文中为描绘的独立电源来提供。独立电源可提供其他电压电平来向各自的并联放大器35A、可再充电的并联放大器35B以及可再充电的并联放大器35C供电或偏置。作为非限制性的实例，独立电源可提供大致等于2xVbat的并联放大器供给电压。相应地，在并联放大器35A、可再充电的并联放大器35B以及可再充电的并联放大器35C的这些实例实施例中，第一输出级210的第一切换元件214SW1A的源极214S可耦合至大致等于2xVbat的并联放大器供给电压。
[0327]作为相对于图18A-D讨论的实例，图12D描绘了类似于并联放大器35A的并联放大器3?的一个实施例,其构造为使用并联放大器供给电压VsumY—PAEA—AMP。在某些实施例中，并联放大器供给电压Vsuppw paka mp可构造为根据线性RF功率放大器22的需要来自于各种电源电压产生电路。如在图18A-D中所描绘的，并联放大器供给电压VsumY PAKA AMP可由μ C电荷泵电路262或多级电荷泵降压转换器12C的多级电荷泵电路258来提供。另外，如下文所讨论，在μ C电荷泵电路262的某些实施例中，μ C电荷泵电路262产生μ C电荷泵输出电压，其可构造为提供取决于yC电荷泵电路262的操作模式的各种电压电平。
[0328]如在图12D中所描绘的，不同于图12A的并联放大器35A，并联放大器3?可构造为使用并联放大器供给电压VsumY—PAEA—AMP，而不是由电池20提供的并联放大器供给输入30(Vbat)0并联放大器供给电压VsumY—PAEA—AMP可以是由电池20提供的并联放大器供给输入30(Vbat)的离散比率。然而，在其他实施例中，由并联放大器供给电压VsumY—PAKA—AMP提供的电压电平可根据移动装置或伪包络线跟随器功率管理系统的操作条件来按程序来选择。
[0329]例如，如在图12D中所描绘的，第一切换元件214SW1A的源极214S可耦合至并联放大器供给电压VsumY—PAKA—MP。尽管在图12D中未描绘,但与第一放大器206AMPa和第二放大器208AMPb相关联的电路也可由并联放大器供给电压VsumY—PAKA—AMP来供给。
[0330]作为另一实例，图12E描绘了类似于在图12B中所描绘的可再充电的并联放大器35B的可再充电的并联放大器35E的实施例。不同于可再充电的并联放大器35B，可再充电的并联放大器35E构造为使用并联放大器供给电压VsumY PAKA AMP，而不是由电池20提供的并联放大器供给输入30 (Vbat)0
[0331]相应地，不同于可再充电的并联放大器35B，可再充电的并联放大器35E构造为使得第一切换元件214SW1A的源极214S耦合至并联放大器供给电压VsumY—PAKA—AMP。类似于图12D的并联放大器35D，可再充电的并联放大器35E也可重构造为使用并联放大器供给电压Vsupply_paeamp作为第一放大器206AMPa、第二放大器208ΑΜΡΒ以及输出控制电路230Α的供给电压。
[0332]图12F描绘了作为可再充电的并联放大器35F的图12C的再充电的并联放大器35C的另一实施例。类似于在图12D中所描绘的并联放大器3?和在图12Ε中所描绘的可再充电的并联放大器35Ε，可再充电的并联放大器35F构造为使用并联放大器供给电压VSUPPLY_PAEA_MP?而不是由电池20提供的并联放大器供给输入30 (Vbat)0同样类似于并联放大器3?和可再充电的并联放大器35E，可再充电的并联放大器35F可构造为使得第一切换元件214SW1A的源极214S可耦合至并联放大器供给电压VsumY—PAKA—MP，而不是并联放大器供给输入30 (Vbat)0同样类似于在图12E中描绘的可再充电的并联放大器35E,第一放大器206AMPa、第二放大器208AMPB以及输出控制电路230B也可进一步构造为使用并联供给电压VsumY—PAKA—AMP作为供给源以替代并联放大器供给输入30 (Vbat)0
[0333]返回到图2A，现在将讨论开环辅助电路39。如上所讨论，并联放大器电路输出电流IP?—可以是并联放大器输出电流IPARA—MP与开环辅助电路Iassist的组合。开环辅助电路39可用于减少并联放大器电路32的并联放大器35可能需要发源并且吸收的电流量以便调节功率放大器供给电压V。。。特别地，并联放大器35可能吸收过剩的功率电感器电流Iswjm，其可能在功率放大器供给电压\c上产生大的电压波纹。功率放大器供给电压\c ±产生大的电压波纹可能是由于在伪包络线跟随器功率管理系统的通带中的频率上功率电感器电流Iswjm与并联放大器35的非零阻抗的相互作用。由开环辅助电路39提供的开环辅助电流Iassist可以构造为减小并联放大器35所发源或吸收的并联放大器输出电流Ipaeaamp，这可减小功率放大器供给电压Vcc上的波纹电压，这是由于并联放大器35的非零输出阻抗被小电流环绕的缘故。
[0334]开环辅助电路39的一个实施例可构造为接收估计的功率电感器电感参数Lest和最小功率放大器导通电压参 数Vwfset PA、估计的旁路电容器电容参数Cbypass EST和估计的功率放大器跨导参数K_IOT—EST。
[0335]估计的功率电感器电感参数Lest可以是特定频率范围之间的功率电感器16的测量或估计电感。例如，估计的功率电感器电感参数Lest可以是特定近似IOMHz与30MHz之间的功率电感器16的测量或估计电感。最小功率放大器导通电压参数Vwfset PA可以是线性RF功率放大器22将开始操作的最小供给电压的测量值或估计值。估计的旁路电容器电容参数Cbypass EST可以是在特定频率范围之间测量的旁路电容器19的旁路电容器电容Cbypass的测量或估计电容。例如，估计的旁路电容器电容参数Cbypass EST可以是在近似IOMHz与30MHz之间的旁路电容器19的旁路电容器电容Cbypass的测量或估计电容。估计的功率放大器跨导参数K_IOT EST可以是线性RF功率放大器22的测量或估计跨导。线性RF功率放大器22的跨导可以是1/X_，其中Rumi是线性RF功率放大器22的估计的电阻负载。估计的功率放大器跨导参数K_IOTT EST可以是特定频率范围的线性RF功率放大器22的测量或估计跨导。例如，估计的功率放大器跨导参数^.,可以是近似IOMHz与30MHz之间的线性RF功率放大器22的测量或估计跨导。
[0336]如在图1A和图1B中所描绘的，可由控制器50通过控制总线44提供估计的功率电感器电感参数Lest、最小功率放大器导通电压参数Vwfset PA、估计的旁路电容器电容参数Cbypassjst以及估计的功率放大器跨导参数K_1tt est。典型地，在伪包络线跟随器系统的校准时刻获得估计的功率电感器电感参数Lest、最小功率放大器导通电压参数Votfset pa、估计的旁路电容器电容参数Cbypass EST以及估计的功率放大器跨导参数K_IOT ESt的数值。
[0337]另外，开环辅助电路39可构造为接收来自多级电荷泵降压转换器12的前馈控制信号38Vswitchek。如上所讨论，前馈控制信号38%?^_可构造为提供成比例的开关电压输出38AVSW—SCALED 或估计的开关电压输出38BVsw est。开环辅助电路39也可构造为接收来自第一控制输入34的Vkamp信号。
[0338]图9A描绘了被描绘为开环辅助电路39A的图2A的开环辅助电路39的实施例的更具体的框图。将继续参考图1A和图2A描述开环辅助电路39A。开环辅助电路39A包括输出电流估计器240、旁路电容器电流估计器242、功率电感器电流估计器244A、加法电路246以及受控电流源248。输出电流估计器240接收Vkamp信号、估计的功率放大器跨导参数K_1ut_ESt以及最小功率放大器导通电压参数Votfset,输出电流估计器240基于Veamp信号、估计的功率放大器跨导参数K_ITOT EST以及最小功率放大器导通电压参数Vcwset PA产生输出电流估计值IOTT—EST。输出电流估计值IOTT—EST是被提供到线性RF功率放大器22的输出电流10UT的估计值。
[0339]在一个实施例中，输出电流估计器240通过从Veamp信号减去最小功率放大器导通电压参数VQFFSET—PA (VeamP-Voffset-Pa)来计算Veamp彳自可与取小功率放大器导通电压参数Voffset.PA之间的差值。其后，通过估计的功率放大器跨导参数K_ITOT EST对Veamp信号与最小功率放大器导通电压参数Vwfset pa之间的差值成比例以产生输出电流估计值1tit est，其中1tit est=I^1uost* (Veamp-V0FFset_pa)。典型的电路可包括运算放大器来进行(Veamp-Vottset pa)并且对跨导放大器施加电压差，其中跨导放大器增益Gm是可编程的并且等于K_ITOT EST。
[0340]旁路电容器电流估计器242接收Veamp信号和估计的旁路电容器电容参数Cbypass EST。旁路电容器电流估计器242基于Veamp信号和估计的旁路电容器电容参数Cbypass EST产生旁路电容器电流估计值IBYPASS—EST。旁路电容器电流估计值Ibypass EST是由旁路电容器19的旁路电容器电容Cbypass递送的旁路电容器电流Ibypass cap的估计值。
[0341 ] 在一个实施例中，对Vkamp信号求导以提供Veamp变化率信号d (Veamp) /dT,其用作跨越旁路电容器19两端的电压的变化率的估计值。Veamp变化率信号d(VKAMP)/dT可以是Vkamp信号随着时间的变化率的估计值。在某些实施例中，通过具有期望时间常数的高通滤波器产生Vkamp变化率信号d (Veamp) /dT。后面是增益电路的简单高通滤波器在其具有+6dB/倍频程斜度的转角频率下提供频率响应，如此等同于“拉普拉斯变换”，并且从而在转角频率以下产生微分器函 数。高通滤波器典型由串联电容器和分路电阻器制成。在某些实施例中，高通滤波器的时间常数可以处在8毫微秒与16毫微秒之间。
[0342]功率电感器电流估计器244A接收Veamp信号、前馈控制信号38VSWIT_以及估计的功率电感器电感参数!^:。功率电感器电流估计器244A基于Vkamp信号、前馈控制信号38VSffITCHEE以及估计的功率电感器电感参数Lest产生功率电感器电流估计值Isw—OTT—EST。功率电感器电流估计值Isw—OTT—EST是由旁功率电感器16递送的功率电感器电流Iswjjut的估计值。
[0343]在功率电感器电流估计器244A的一个实施例中，功率电感器电流估计器244A从前馈控制信号38Vswitchek减去Veamp信号以产生差值电压VDIFF?。功率电感器电流估计器244A可包括积分电路(未不出),其对差值电压Vdiffekence求积分以产生累积的差分信号。功率电感器电流估计器244A然后利用因子1/Lest对累积的差分信号成比例以产生功率电感器电流估计值Isw—EST。用于对差值电压Vdiffekence求积分的积分电路的带宽可以处在5MHz与45MHz之间。在某些实施例中，积分器斜度可以是可编程的。例如，控制器50可以调整功率电感器电流估计器244A的积分电路(未示出)的晶体管的增益以便调整积分器斜度。此外，可以使用后面是在转角频率上方斜度对频率是类似于“Ι/s拉普拉斯变换”的_6dB/倍频程的增益的低通滤波器，从而用作转角频率上方的频率中的积分器。转角频率可以被设定在5MHz以下并且是可编程的。
[0344]在功率电感器电流估计器244A的另一实施例中，功率电感器电流估计器244A将累计的差分信号除以估计的功率电感器电感参数Lest以产生功率电感器电流估计值Isw qut
EST0
[0345]在功率电感器电流估计器244A的又一实施例中，差值电压VDIF?被因子I/Lest成比例或被估计的功率电感器电感参数Lest除，以在积分之前产生成比例的差分信号
^DIFFERENCE—SCALED
(未示出)。功率电感器电流估计器244A然后对成比例的差分信号S
DIFFERENCE—SCALED
(未示出)以产生功率电感器电流估计值Isw—QUT—EST。在功率电感器电流估计器244A的另外一个实施例中，功率电感器电流估计器244A在计算成比例的差分信号Sdiffekeice sqmd (未示出)之前，用因子1/Lest对V_信号和前馈控制信号38V?K成比例或将Vkamp信号和前馈控制信号38VSWIT_除以估计的功率电感器电感参数Lest。其后，成比例的差分信号S DIFFERENCE—SCALED
被积分以产生功率电感器电流估计值Isw—EST。
[0346]当前馈控制信号38VSWITtHEK构造为向开环辅助电路39提供估计的开关电压输出38BVSff EST时，基于估计的开关电压输出38BVSW EST产生功率电感器电流估计值Isw—QUT—EST。当前馈控制信号38VSWIT_构造为向开环辅助电路39提供成比例的开关电压输出38AVSW smED时，基于开关电压输出 Vsw—SCALED

38A产生功率电感器电流估计值Isw—QUT—EST。
[0347]加法电路246构造为接收输出电流估计值1tit EST、旁路电容器电流估计值Ibypass EST以及功率电感器电流估计值Isw—OTT—EST。加法电路246从输出电流估计值1t est减去旁路电容器电流估计值 IbYPASS—EST 和功率电感器电^估计值ojt—est，以广生开环辅助电^ Iassist_est的估计值。开环辅助电流IASSIST—EST是由开环辅助电路39A向并联放大器输出32A提供以便从并联放大器电路14产生并联放大器电路输出电流Ipawa ott的开环辅助电流Iassist的估计值。
[0348]受控电流源248是基于开环辅助电流Iassist EST产生开环辅助电流Iassist的受控电流源。当需要减小的电压波纹减小时可以启用开环辅助电流，并且当不需要电压波纹减小时，诸如当在较低功率放大器输出功率操作时可以停用开环辅助电流。开环辅助电流可以由三个独立受控的电流源形成，其中每个受控电流源分别由功率电感器电流估计值Isw—QUT—EST、旁路电容器电流估计值IBYPASS—EST以及输出电流估计值Ιουτ—1ST控制。此外，开环辅助电流Iassist在相位上可以与并联放大器输出电流Iparajw时间对准。例如，当开环辅助电流Iassist为正时，并联放大器输出电流Ipaeajup可以为正，并且当开环辅助电流Iassist为负时，并联放大器输出电流IPAEA—MP也可以为负，这样不存在浪费的电流，其中发源的并联放大器输出电流Iparajw不被开环辅助电路39A吸收。
[0349]图9B描绘了开环辅助电路39B的另一实施例。如在图9B中所描绘的，除了开环辅助电路39B接收估计的开关电压输出38BVSW EST而不是前馈控制信号38VSWIT_作为前馈控制信号之外，开环辅助电路39B类似于开环辅助电路39A。相应地，估计的开关电压输出38BVSW EST包括功率电感器电流估计器244B而不是功率电感器电流估计器244A。除了功率电感器电流估计器244B仅接收估计的开关电压输出38BVSW EST而不是前馈控制信号38VSffITCHEE之外，功率电感器电流估计器244B类似于功率电感器电流估计器244A。
[0350] 结果，由功率电感器电流估计器244B产生的功率电感器电流估计值Isw QUT EST基于估计的开关电压输出38BVsw est。结果，当前馈控制信号38VSWITeHEK提供估计的开关电压输出38BVSW EST作为输出时，功率电感器电流估计器244B在功能上如同功率电感器电流估计器244A。相应地，当前馈控制信号38Vswitchek向开环辅助电路39A提供估计的开关电压输出38BVSff EST时，开环辅助电路39B以类似于开环辅助电路39A的操作的方式操作。
[0351]返回到图2A，现在将讨论并联放大器输出阻抗补偿电路37。多级电荷泵降压转换器12与并联放大器电路32的并联放大器35的组合可不具有跨越被提供到线性RF功率放大器22的功率放大器供给电压V。。的调制带宽两端的平坦频率响应。特别地，功率放大器供给电压\c的期望调制带宽处于1.5到2.5倍的线性RF功率放大器22的RF调制带宽之间。作为实例，RF调制带宽的长期演进LTE3GPP标准可达到20MHz。结果，由伪包络线跟随器功率管理系统IOA产生的功率放大器供给电压V。。的期望调制带宽可处于30MHz到40MHz之间。在伪包络线跟随器功率管理系统IOA的某些实施例中，功率放大器供给电压Vrc的期望调制带宽可近似为35MHz。然而，在较高频率，调节功率放大器供给电压V。。的并联放大器35的输出阻抗可变为电感的。并联放大器35的输出阻抗与旁路电容器19的旁路电容器电容Cbypass组合以转降(rolloff)并联放大器35的调制频率响应。并联放大器35的调制频率响应的转降由于由功率电感器16提供的电感器电流Isw ott可导致功率放大器供给电压Vcc的增加的波纹电压。并联放大器输出阻抗补偿电路37可构造为预先补偿Veah^W号以便向并联放大器35补偿的Vkamp信号Veamp以便使并联放大器35的调制频率响应平坦化。
[0352]在图2A中描绘的并联放大器输出阻抗补偿电路37构造为接收Veamp信号、估计的旁路电容器电容参数Cbypass EST以及并联放大器电感估计值参数Ι?κκ κτ。并联放大器电感估计值参数L。.EST可以是在校准期间测量的在频率IOMHz与30MHz之间的并联放大器35的估计电感。可由控制器50在构造时刻经由控制总线44提供并联放大器电感估计值参数
LcORR—EST。
[0353]图10描绘了作为并联放大器输出阻抗补偿电路37A的在图2A中描绘的并联放大器输出阻抗补偿电路37的实例实施例。并联放大器输出阻抗补偿电路37A可包括第一微分器电路250、第二微分器252、频率预失真电路254以及加法电路256。
[0354]第一微分器电路250接收Vkamp信号和估计的旁路电容器电容参数CBYPASS—EST。类似于图9A和9B的旁路电容器电流估计器242，第一微分器电路250基于Vkamp信号和旁路电容器电容参数C
BYPASS—EST 产生旁路电容器电流估计值I BYPASS_EST° 旁路电容器电流估计值I BYPASS—EST是由旁路电容器19的旁路电容器电容Cbypass递送的旁路电容器电流Ibypass CAP的估计值。在并联放大器输出阻抗补偿电路37A的某些实施例中，并联放大器输出阻抗补偿电路37A使用由旁路电容器电流估计器242提供的旁路电容器电流估计值Ibypass EST并且第一微分器电路250被省略。在并联放大器输出阻抗补偿电路37A的其他实施例中,第一微分器电路250的时间常数可不同于开环辅助电路39的旁路电容器电流估计器242的时间常数。
[0355]类似于旁路电容器电流估计器242，在第一微分器电路250的一个实施例中，对Veamp信号求导以提供Veamp变化率信号d (Veamp) /dT,其用作跨越旁路电容器19两端的电压的变化率的估计值。Veamp变化率信号d (Veamp) /dT可以是Vkamp信号随着时间的变化率的估计值。在某些实施例中，通过具有期望时间常数的高通滤波器(未示出)产生Vkamp变化率信号d(Veamp)/dT。作为实例，后面是增益级的简单高通滤波器可在其具有+6dB/倍频程斜度的转角频率下提供频率响应，进而等同于“s拉普拉斯变换”，并且从而在转角频率以下产生微分器函数。高通滤波器(未示出)典型由串联电容器和分路电阻器制成。在某些实施例中，高通滤波器的时间常数可以处在8毫微秒与16毫微秒之间。
[0356]旁路电容器电流估计值Ibypass EST与成比例的并联放大器输出电流估计值Ipaka ?Psense,被组合以产生被提供到第二微分器电路252的动态电流
Idynamico 动态电流 !dynamic 代表
由功率电感器16递送的功率电感器电流Isw TOT的动态部分。第二微分器电路252将要在切换器电流正在操作的频率范围，直到等于I/ (2*pi*sqrt (Lot^Cbypass))的共振频率复制并联放大器输出阻抗频率响应，其如同电感器一样表不以+6dB/倍频程增加的输出阻抗。
[0357]第二微分器电路252构造为接收动态电流Idynamk和并联放大器电感估计值参数
Lcoee。
[0358]第二微分器电路252对动态电流Idynamk求导以提供动态电流变化率信号d (Idynamic) /dT。动态电流变化率信号d (Idynamic) /dT估计动态电流Idynamic相对于时间的变化。在某些实施例中，通过具有期望时间常数的低通滤波器(未示出)产生动态电流变化率信号d(IDYNAMK)/dT。第二微分器电路252的时间常数可以构造为优化并联放大器35的调制带宽。第二微分器可以由高通滤波器(未示出)形成，后面是增益以在其具有+6dB/倍频程斜度的转角频率下提供频率响应，进而等同于“s拉普拉斯变换”，并且从而在转角频率以下产生微分器函数。高通滤波器典型由串联电容器和分路电阻器制成。高通滤波器的时间常数可以处在8毫微秒与16毫微秒之间。第二微分器电路252通过并联放大器电感估计值参数对动态电流变化率信号d (Idynamic) /dT成比例以在加法电路256的负极输入产生功率放大器供给波纹电压估计值VKimE。功率放大器供给波纹电压估计值是在功率放大器供给输出28的功率放大器供给电压V。。的波纹电压分量的估计值。
[0359] 频率预失真电路254可以构造为接收Vkamp信号并且输出峰值的Vkamp信号VkampPEAKED。频率预失真电路254可以是可编程峰值滤波器，其可构造为补偿并联放大器35的调制频率响应的转降。频率预失真电路254可包括频率均衡电路，其包括可编程的极时间常数Tau_Pole和可编程的零时间常数Tau_Zer0。频率预失真电路拉普拉斯变换函数veamp_c/vemp 可以近似等于[l+Tau_Zero*s]/[l+Tau_Pole*s]。可编程的极时间常数 Tau_Pole和可编程的零时间常数Tau_Zero可以被调整以增加频率预失真电路254的频率响应Vramp^c/Vramp^以便使伪包络线跟随器功率管理系统IOA的整体调制频率响应平坦化。在频率预失真电路254的某些实施例中，可编程的极时间常数Tau_Pole构造为大约0.4微秒，(1/2.5MHz)。可编程的零时间常数Tau_Zero可构造为大约0.192微秒，(1/5.8MHz)。结果，伪包络线跟随器功率管理系统传递函数A^ZVeamps,可以被平坦化为达到大约35MHz。
[0360]图13描绘了包括降压转换器13G和并联放大器电路14G的伪包络线跟随器功率管理系统IOG的实施例，并联放大器电路14G具有开环辅助电路39和并联放大器电路32。在图13的伪包络线跟随器功率管理系统的某些选择性实施例中，并联放大器35可以是可再充电的并联放大器。作为实例，并联放大器35可以是可再充电的并联放大器，其类似于在图12B-C和图12E-F中所描绘的可再充电的并联放大器的实施例。
[0361]图14描绘了包括多级电荷泵降压转换器12H和并联放大器电路14H的伪包络线跟随器功率管理系统IOH的另一实施例，并联放大器电路14H具有开环辅助电路39和并联放大器电路32。在图14的伪包络线跟随器功率管理系统的某些选择性实施例中，并联放大器35可以是可再充电的并联放大器，其类似于在图12B-C和图12E-F中所描绘的可再充电的并联放大器的实施例。 [0362]图15描绘了包括多级电荷泵降压转换器121和并联放大器电路141的伪包络线跟随器功率管理系统101的另一实施例，并联放大器电路141具有并联放大器电路32和Vwfset环电路41E。在某些实施例中，Votfset环电路41E可类似于在图18A中描绘的Votfset环电路41A、在图18B中描绘的Vqffset环电路41B或在图8中描绘的Vqffset环电路41。相应地，尽管在图15中未示出，但在某些实例实施例中，Vcwset环电路41E可以类似于图18A-B中所描绘的方式耦合至控制器50。在包括耦合至Vcwset环电路41E的控制器50的那些实施例中，控制器50可用于构造Vwfset环电路41E。另外，在图15中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统101的某些选择性实施例中，并联放大器35可以是可再充电的并联放大器，其类似于在图12B-C和图12E-F中所描绘的可再充电的并联放大器的实施例。
[0363]图16描绘了包括多级电荷泵降压转换器12J和并联放大器电路32的伪包络线跟随器功率管理系统IOJ的另一实施例，并联放大器电路32具有并联放大器电路32、ν<^ΕΤ环电路41F、开环辅助电路39以及并联放大器输出阻抗补偿电路37。在某些实施例中，Vqffset环电路41F可类似于在图18Α中描绘的Vqffset环电路41Α、在图18Β中描绘的Vqffset环电路41Β或在图8中描绘的Vqffset环电路41。相应地，尽管在图16中未示出，但Vqffset环电路41F可耦合至控制器50 (如在图18Α-Β中所描绘的)，其可用于构造Vqffset环电路41F。另外，在图16中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOJ的某些选择性实施例中，并联放大器35可以是可再充电的并联放大器，其类似于在图12B-C和图12E-F中所描绘的可再充电的并联放大器的实施例。
[0364]图17Α描绘了包括降压转换器13Κ和并联放大器电路32的伪包络线跟随器功率管理系统IOK的另一实施例，并联放大器电路32具有可再充电的并联放大器35Β。并联放大器输出电流Iparajw可以是对并联放大器电路14Κ的并联放大器电路输出电流IPAWA—Ot1t的唯一贡献者。另外，由于并联放大器电路14K不具有开环辅助电路，因此并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—dEST等于由并联放大器感测电路36提供的成比例的并联放大器输出电流估计值IPAKA—amp—SENSE电流。此外，在图17A中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOK的某些选择性实施例中，可再充电的并联放大器35B可以是可再充电的并联放大器，其类似于在图12E中所描绘的可再充电的并联放大器的实施例。
[0365]图17B描绘了包括多级电荷泵降压转换器12L和并联放大器电路32的伪包络线跟随器功率管理系统IOL的另一实施例，并联放大器电路32具有并联放大器电路32。并联放大器输出电流IPARA—AMP可以是对并联放大器电路14L的并联放大器电路输出电流IpAWA—OJT的唯一贡献者。另外，由于并联放大器电路14L不具有开环辅助电路，因此并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—QUT—EST可以等于由并联放大器感测电路36提供的成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—mp—SENSE电流。另外，在图17B中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOL的某些选择性实施例中，可再充电的并联放大器35C可以是可再充电的并联放大器，其类似于在图12E-F中所描绘的可再充电的并联放大器的实施例。
[0366]图18B描绘了伪包络线跟随器功率管理系统IOE的另一实施例，其类似于如在图1A-B和2A-B中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOA和10B。伪包络线跟随器功率管理系统IOE包括多级电荷泵降压转换器12C、并联放大器电路14D、控制器50、时钟管理电路260、μ C电荷泵电路262、电池电平感测电路264以及并联放大器功率源选择电路272，并联放大器功率源选择电路272可操作地构造为在旁路电容器19上产生并联放大器供给电压V。。。旁路电容器19具有旁路电容C




BYPASS ο
[0367]类似于图2A-2B的伪包络线跟随器功率管理系统10A-10B的实施例，伪包络线跟随器功率管理系统IOE可包括类似于在图2A-B中所描绘的多级电荷泵降压转换器12A-B的多级电荷泵降压转换器12C。同于多级电荷泵降压转换器12A-B，多级电荷泵降压转换器12C可包括切换器控制电路52。然而，不同于多级电荷泵降压转换器12A-B，多级电荷泵降压转换器12C进一步包括多级电荷泵电路258，其构造为产生内部电荷泵节点并联放大器供给294。在多级电荷泵降压转换器12C的某些实施例中，多级电荷泵电路258可提供1.5xVbat作为内部电荷泵节点并联放大器供给294。在多级电荷泵降压转换器12C的其他实施例中，多级电荷泵电路258，内部电荷泵节点并联放大器供给294的输出电压电平可根据多级电荷泵电路258的操作模式在1.5xVbat与2xVbat之间变化。多级电荷泵电路258的实例实施例可包括在各个图7A-B中所描绘的多级电荷泵电路258A和多级电荷泵电路258B。同样类似于在图2A-B中所描绘的多级电荷泵降压转换器12A-B，多级电荷泵降压转换器12C可包括开关电压输出26。
[0368]另外，类似于在图2A-2B中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统10A-10B的实施例，多级电荷泵降压转换器12C的开关电压输出26可耦合至功率电感器16。功率电感器16耦合至旁路电容器19，其 具有旁路电容Cbypass,以形成用于多级电荷泵降压转换器12C的低通滤波器。另外，类似于图2A-2B的并联放大器电路14A和并联放大器电路14B，并联放大器电路14D可包括经由耦合电路18耦合至功率放大器供给电压Vcc的并联放大器输出32A。在耦合电路18在并联放大器电路14D的并联放大器输出32A与功率放大器供给电压V。。之间提供AC (交流)耦合的情况下，可跨越耦合电路18两端开发偏移电压Vwfsetij此外，并联放大器电路14D可包括可操作地耦合至并联放大器输出32A的并联放大器电路32。
[0369]然而，不同于在图2A中所描绘的并联放大器电路14A和在图2B中所描绘的并联放大器电路14B，并联放大器电路14D可构造为用并联放大器供给电压VsumY PAEA MP而不是供给输入24 (Vbat)对并联放大器电路32供电。可由并联放大器功率源选择电路272提供并联放大器供给电压VsumY—PAKA—AMP。在并联放大器电路14D的一个实例实施例中，并联放大器35可构造为类似于在图12D中所描绘的并联放大器35D。选择性地，在其他实施例中，并联放大器35可以是类似于分别在图12E-F中所描绘的可再充电的并联放大器35E-F的可再充电的并联放大器。
[0370]并联放大器功率源选择电路272可包括耦合至μ C电荷泵电路262的μ C电荷泵输出的第一输入和耦合至多级电荷泵电路258的内部电荷泵节点并联放大器供给294的第二输入。并联放大器功率源选择电路272也可经由源选择控制信号296耦合至控制器50。并联放大器功率源选择电路272可包括构造为基于源选择控制信号296的状态向并联放大器电路14D提供并联放大器供给电压VsumY—ΡΑΚΑ—ΑΜΡ的输出。另外，并联放大器功率源选择电路272可经由源选择控制信号296耦合至控制器50。经由源选择控制信号296，控制器50可构造并联放大器功率源选择电路272以选择内部电荷泵节点并联放大器供给294或μ C电荷泵输出以便向并联放大器电路14D提供并联放大器供给电压VsumY—ΡΑΚΑ—ΑΜΡ。在伪包络线跟随器功率管理系统IOE的某些选择性实施例中，并联放大器功率源选择电路272可被消除。在这种情况下，内部电荷泵节点并联放大器供给294或μ C电荷泵电路262的μ C电荷泵输出可直接耦合至并联放大器电路14D以便提供并联放大器供给电压VsumY—ΡΑΕΑ—ΜΡ。例如，多级电荷泵降压转换器12C的某些实施例可不提供内部电荷泵节点并联放大器供给294作为输出。在这种情况下，μ C电荷泵电路262的μ C电荷泵输出直径耦合至并联放大器电路14D以提供并联放大器供给电压VsumY—ΡΑΚΑ—ΑΜΡ作为用于并联放大器35和相关联电路的操作电压。
[0371] 在另外的选择性布置(未示出)中，伪包络线跟随器功率管理系统IOE的某些实施例可消除并联放大器功率源选择电路272。在这种情况下，μ C电荷泵电路262的μ C电荷泵输出和内部电荷泵节点并联放大器供给294耦合在一起以形成提供并联放大器供给电压VsumY ΡΑΚΑ ?P的并联放大器供给节点。作为实例，在多级电荷泵电路258类似于在图7Β中所描绘的多级电荷泵电路258Α或在图7C中所描绘的多级电荷泵电路258Β的情况下，可通过启用和停用μ C电荷泵电路262并且控制多级电荷泵电路258Α或多级电荷泵电路258Β的第九开关119的开关状态来管理用于提供并联放大器供给电压Vsuppw paka mp的期望源。作为实例，当通过将μ C电荷泵μ BBeatio设定为OFF来停用μ C电荷泵电路262时，μ C电荷泵输出浮动。以类似的方式，针对在各个图7B-C中所描绘的多级电荷泵电路258Α或多级电荷泵电路258Β，将第九开关119的开关状态设定为打开，可操作地从并联放大器供给节点断开多级电荷泵电路258Α和多级电荷泵电路258Β的内部电路。
[0372]μ C电荷泵电路262包括:供给输入，其耦合至由电池提供的供给输入24 (Vbat)；以及μ C电荷泵输出，其构造为提供μ C电荷泵输出电压Vliejmt5另外，μ C电荷泵电路262可构造为接收来自时钟管理电路260的μ C电荷泵时钟276。μ C电荷泵时钟276可用于支配μ C电荷泵电路262的操作。μ C电荷泵电路262也经由μ C电荷泵控制总线278耦合至控制器50。如以下相对于图19Α-Β所描述的，μ C电荷泵电路262的某些实施例可构造为将由电池提供的供给输入24 (Vbat)升压，从而产生大于供给输入24 (Vbat)的UC电荷泵输出电压Vlje TOT。μ C电荷泵电路262的其他实施例可构造为将供给输入24 (Vbat)降压，从而产生小于供给输入24 (Vbat)的μ C电荷泵输出电压控制器50可使用μ C电荷泵控制总线278来构造μ C电荷泵电路262以在各种操作模式下操作以便在μ C电荷泵输出产生特定的电压电平。例如，μ C电荷泵电路262可构造为产生μ C电荷泵输出电压Vuejm，其根据μ C电荷泵电路262的操作模式提供各种电压电平。这允许多级电荷泵降压转换器12C提供期望的电压电平作为μ C电荷泵输出电，并且取决于具有根据在图18Β中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOE的需要的不同电压输出电平的并联放大器电路14D上的并联放大器35的需要。
[0373]在图18Β中所描绘的时钟管理电路260可包括时钟参考139、除法电路266、时钟选择电路268以及振荡器270。时钟管理电路260可经由各种控制信号和/或总线耦合至控制器50。基于从控制器50接收到的控制输入，时钟管理电路260可构造为产生被提供到μ C电荷泵电路262的μ C电荷泵时钟276。控制器50可构造时钟管理电路260以基于各种时钟脉冲源产生μ C电荷泵时钟276。
[0374]时钟参考139可以可操作地构造为向多级电荷泵降压转换器12C的FLL电路54提供时钟参考信号139Α。FLL电路54可构造为类似于图3Α的FLL电路54Α或图3Β的FLL电路54Β的操作描述利用时钟参考139操作。在每种情况下，如在图3Α和图3Β中所描绘的，时钟参考139可构造为向FLL电路54Α或FLL电路54Β提供时钟参考信号139Α。除了支配关于多级电荷泵降压转换器12C的操作的各种定时方面之外，类似于图3Α的FLL电路54Α, FLL电路54的某些实施例可构造为提供如在图3Α中所描绘的阈值标量137Α信号以调整多级电荷泵降压转换器12C的操作频率。选择性地，在FLL电路54的其他实施例中，类似于在图3Β中所描绘的FLL电路54Β，FLL电路54可构造为提供如在图3Β中所描绘的阈值标量’ 137Β信号以调整多级电荷泵降压转换器12C的操作频率。
[0375]另外，如在图18Β中所描绘的，FLL电路54可进一步构造为向切换器控制电路52和除法电路266提供FLL系统时钟280。如先前所述，FLL系统时钟280可被同步化或基于多级电荷泵降压转换器12C的操作频率。结果，在伪包络线跟随器功率管理系统IOE的某些实施例中，FLL电路54向多级电荷泵降压转换器12C的切换提供被同步化的FLL系统时钟 280。
[0376]除法电路266可构造为接收来自控制器50的时钟除法器控制信号284。基于从控制器50接收到的时钟除法器控制信号284，除法电路266可除以FLL产生的时钟以向时钟选择电路268提供被划分的FLL时钟282。另外，时钟选择电路268可构造为接收来自时钟参考139的时钟参考信号139Α和来自振荡器270的振荡器参考时钟288。多级电荷泵降压转换器12C的选择性实施例可不包括FLL电路54或者FLL电路54可不构造为向时钟管理电路260提供FLL系统时钟280。
[0377]振荡器270可以可操作地经由振荡器控制信号286耦合至控制器50。控制器50可构造为经由振荡器控制信号286修正振荡器270的输出频率。控制器50可进一步构造为停用或启用振荡器270以便降低由时钟管理电路260产生的噪声。在时钟管理电路260的其他实施例中，振荡器270可以是固定频率振荡器。
[0378]相应地，控制器50可构造时钟选择电路268以向μ C电荷泵时钟276提供被划分的FLL时钟282、时钟参考信号139Α或振荡器参考时钟288中之一。如以下相对于图19Α-Β所讨论的，μ C电荷泵电路262的实例实施例可使用μ C电荷泵时钟276来支配μ C电荷泵电路262的操作相位之间的定时。
[0379]在图18Β中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOE的某些实施例中，控制器50可有利地构造时钟选择电路268以提供被划分的FLL时钟282作为μ C电荷泵时钟276。结果，μ C电荷泵电路262的切换操作可大体同步于多级电荷泵降压转换器12C的切换操作。在伪包络线跟随器功率管理系统IOE的某些实施例中，μ C电荷泵电路262与多级电荷泵降压转换器12C之间的操作的同步性可改善或降低在功率放大器供给电压V。。处提供的噪声性能。选择性地，控制器50可构造时钟选择电路268以向μ C电荷泵电路262提供时钟参考信号139Α作为μ C电荷泵时钟276。在这种操作模式下，μ C电荷泵电路262中的各种操作相位之间的切换可以相对稳定。选择性地，在伪包络线跟随器功率管理系统IOE的另外其他实施例中，时钟选择电路268构造为提供固定频率参考时钟作为μ C电荷泵时钟 276。[0380]另外，控制器50可进一步提供FLL电路控制信号292以支配多级电荷泵降压转换器12C的FLL电路54的操作。FLL电路控制信号292可包括一个或多个用于构造FLL电路54的控制信号。经由FLL电路控制信号292，控制器50可构造存在于FLL电路54(未示出)中的各种时间常数和控制参数以最佳地提取多级电荷泵降压转换器12C的操作频率以便减小发生在功率放大器供给电压V。。的总体电压波纹。FLL电路54的构造可取决于各种因子，包括但不限于，最大预期并联放大器供给电压V。。—mx、最小预期并联放大器供给电压V。。—MIN、由功率放大器产生的预期波形、待发送信号的包络线和信号发送特性、待发送信号的包络线的最大值-平均值比、数据率、信道的带宽和/或用于期望波形的调制类型。此外，控制器50可构造FLL电路54以将总体噪声或输出波纹最小化。
[0381]并联放大器功率源选择电路272构造为接收来自多级电荷泵降压转换器12C的多级电荷泵电路258的内部电荷泵节点并联放大器供给294或在μ C电荷泵输出产生的μ C电荷泵电路输出电压Vijc OTT。并联放大器功率源选择电路272可构造为经由源选择控制信号可操作地耦合至控制器50。经由源选择控制信号296，控制器50可构造并联放大器功率源选择电路272以从将要作为并联放大器供给电压VsumY—PAEA—AMP被提供到并联放大器电路32的内部电荷泵节点并联放大器供给或μ C电荷泵输出选择期望的输入供给。
[0382]在伪包络线跟随器功率管理系统IOE的选择性实施例中，在内部电荷泵节点并联放大器供给或μ C电荷泵输出直接耦合至并联放大器供给VsumY—ΡΑΕΑ—ΑΜΡ的情况下可消除并联放大器功率源选择电路272。例如，多级电荷泵降压转换器12C的某些实施例可包括没有提供内部电荷泵节点并联放大器供给作为输出的多级电荷泵。在这种情况下，μ C电荷泵电路262的μ C电荷泵输出直接耦合至并联放大器电路14C以提供并联放大器供给电压VSUPPLY_PAEA_MP作为用于并联放大器35和相关联电路的操作电压。
[0383]另外，类似于在图2A-2B中所描绘的并联放大器电路14A和并联放大器电路14B，并联放大器电路14D也可包括作为Vqffset负载电路41B的Vqffset环电路41的实施例。Vqffset负载电路41B可构造为调节跨越耦合电路18而开发的偏移电压Vwfsetij类似于图2A-2B的Voffset环电路41，Voffset环电路41B可向多级电荷泵降压转换器12C的切换器控制电路52提供阈值偏移电流42ITHKESH0LD—0FFSET，其中阈值偏移电流42Itheeshold offset提供跨越耦合电路18两端出现的偏移电压Votfset的幅值的估计值。
[0384]Vqffset环电路4IB可包括加法电路300、Voffset目标信号区段电路308、前置滤波器313以及具有零位补偿的积分器314，其可操作地构造为基于功率放大器供给电压V。。、并联放大器输出32A以及Vwfset目标信号302产生阈值偏移电流Voffset目标信号区段电路308可包括构造为接收目标偏移电压参数的第一输入、构造为接收Vkamp信号的第二输入以及构造为接收来自前置滤波器313的已滤波Vkamp信号的第三输入。Votfset目标信号区段电路308可构造为接收来自控制器50的目标选择信号310。基于从控制器50接收到的目标选择信号310^_吧目标信号区段电路308向加法电路300提供目标偏移电压参数、 ^OFFSET—TARGET、^EAMP 信号或已滤波的Vkamp信号中之一作为Vmtset目标信号302。在某些选择性实施例中，可经由耦合至Votfset环电路41B的Vwfset控制总线312来控制Votfset目标信号区段电路308。
[0385]前置滤波器313可类似于在图10中所描绘的频率预失真电路254。类似于频率预失真电路254，前置滤波器313可包括频率均衡电路，其包括可编程的时间常数。例示性地，可编程的时间常数可包括可编程的极时间常数Taup和可编程的零时间常数Tauz。控制器50可调整可编程的极时间常数Taup和可编程的零时间常数Tauz的数值来调整前置滤波器313的频率响应。在并联放大器电路14D的某些实施例中，频率预失真电路254的输出可被用作对Vcwset目标信号区段电路308的第三输入而不是提供专用的前置滤波器313。
[0386]加法电路300可包括可操作地耦合至功率放大器供给电压\c的正极端子、耦合至并联放大器输出32A的第一负极端子以及构造为接收Vqffset目标信号302的第二负极端子。加法电路300从功率放大器供给电压V。。中减去并联放大器输出32A和Vmtset目标信号，以产生Votfset误差信号304。Voffset误差信号304可被提供到具有位补偿314的积分器，其对Voffset误差信号304滤波以产生阈值偏移电流42ITHKES_—QFFSET。
[0387]Vwfset环电路41B可构造为跨越耦合电路18两端产生几乎恒定的DC以便将功率放大器供给电压V。。向下偏移固定量以便将存在于并联放大器输出32A的峰值电压最小化。
[0388]如关于在图3A-C和E-G、图4A-C和E-G、图5A-C和E-G以及图6A-C中所描绘的切换器控制电路52A-C和52E-G的各种实施例所讨论的，分路电平阈值124、串联电平阈值126、第一升压电平阈值128以及第二升压电平阈值130可由阈值偏移电流42ITHKESmD QFFSET偏移，阈值偏移电流42ITHKESmD—.ΕΤ由Votfset环电路41Β产生以控制跨越耦合电路18两端的偏移电压Vqffset，如在图18A-D中所描绘。
[0389]具有零位补偿的积分器314可包括具有第一时间常数Tautl和第二时间常数Tau1的滤波器。具有零位补偿的积分器314可具有等同于等于[(l+TaufsVCTauds)]的拉普拉斯传递函数的滤波器响应。可通过控制器50经由Vwfset控制总线312来对第一时间常数Tau0和第二时间常数Tau1的数值编程。第一时间常数Tautl和第二时间常数Tau1的数值可被选择为优化Vcwset环电路的带宽以根据跨越其两端开发偏移电压Vwfset的耦合电路18的电容提供环路稳定性和期望的响应时间。
[0390]另外，Votfset环电路41B可进一步构造为允许根据耦合电路18在将被例如在图1A-B和2A-B中所描绘的线性RF功率放大器22发送的数据突发的指示之前是否需要预充电来选择第一时间常数Tauc^P第二时间常数Tau1的数值。例如，如果待发送的数据突发是发送的第一数据突发，则控制器50可判定耦合电路18在发送第一数据突发之前需要预充电。
[0391]在Vqffset环电路41B的某些实施例中，控制器50可存储第一启动时间常数TauQ_startup和第二启动时间常数Tau1-Startup作为局部参数。Vqffset环电路41B可构造为在Vqffset环电路41B的操作的预充电阶段期间使用第一启动时间常数TaU(l_StartUp和第二启动时间常数Tau^startup。当Vqffset环电路41B构造为使用第一启动时间常数TauQ_startup作为第一时间常数Tautl并且使用第二启动时间常数Tau1-Startup作为第二时间常数Taui来操作时，Votfset环电路41B的操作带宽增加以允许耦合电路18的较快预充电。
[0392]另外，在Vwfset环电路41B的某些实施例中，控制器50可存储第一正常时间常数Tau0_normal和第二正常时间常数Tau1Jiormal作为Vmtset环电路41B中的局部参数。当Vqffset环电路41B构造为使用第一正常时间常数TautlJiormal作为第一时间常数Tautl并且使用第二正常时间常数Tau1Jiormal作为第二时间常数Tau1来操作时，Vmtset环电路41B的操作带宽减小以在正常操作模式下操作。
[0393]Vwfset环电路41B的某些实施例可包括预充电操作模式，其允许控制器对于预定时间段将Iffset环电路41B置于预充电操作模式。例如，Vcwset环电路41B可包括预充电计时器(未示出)，其可被控制器50编程以在预定时间段之后产生计时器事件。当处于预充电操作模式时，Vqffset环电路41B使用第一启动时间常数TaU(l_StartUp作为第一时间常数TauQ并且使用第二启动时间常数Taui_startup作为第二时间常数Tau1，其增加Vqffset环电路41B的操作带宽。作为实例，当从电源关闭模式开始到有源模式时，Vcwset环电路41B的时间常数可被控制器50可编程地减小直到因子5以允许耦合电路18的快速初始预充电。例如，可在发送时隙起始之前完成预充电以便缩减具有被完全稳定于首次供电的目标值的电压的时间。作为实例，发送时隙可以是由线性RF功率放大器发送数据的突发发送时隙。控制器50可构造Vqffset环电路41B以在耦合电路18的无源组件的初始预充电期间在较高带宽中操作。
[0394]在某些情况下，Vwfset环电路41B的环路带宽可被设定为提供直到五倍的在突发发送时隙起始时所用的带宽。控制器50可操作地在突发发送时隙起始时重构造V<wSmOTaraiT41B回到较低或操作的带宽。在伪包络线跟随器功率管理系统的其他选择性实施例中，控制器50可操作地重构造Vqffset环电路4IB以具有3倍到7倍之间的在突发发送时隙起始时所用的带宽。有利地，构造Votfset环电路41B以在耦合电路18的无源组件的初始预充电期间利用较高的环路带宽来操作减小伪包络线跟随器功率管理系统的启动延迟，这提供了总体功率效率的提闻。
[0395]Vwfset环电路41B可以以动态方式来监视和修正。例如，与具有零位补偿电路的积分器相关联的定时/滤波器参数和由Vwfset-TAffi；ET参数设定的期望Vwfset电压可以被控制器50逐个突发时隙地监视和修正。
[0396]Vqffset环电路41B可以构造为当对Veamp信号不存在调制时在较高的环路带宽操作模式下操作。例如，在时隙起始或时隙间隔之间，当Vkamp信号非启用时，控制器50可构造Vwfset环电路41B以在较高带宽操作模式下操作从而改善偏移电压Votfset的初始启动调节。选择性地，或另外，Vcwset环电路41B可构造为当对Vkamp信号不存在调制时从Vwfset环较低环路带宽操作模式切换为Votfset环较高环路带宽操作模式。
[0397]作为另一实例，控制器50可对预充电计时器(未示出)编程从而在预定的预充电时间段之后触发事件。在触发事件时,Vwfset环电路41B可被自动重构造以将第一正常时间常数Tautl设定为等于TautlJiormal并且将第二正常时间常数Tau1设定为等于Tau1Jiormaltj结果，在预定的预充电时间段之后，Vcwset环电路41B被重构造为以正常带宽操作从而确保环路稳定性。这具有下述优点:允许Vwfset环电路41B在预充电期间在较高带宽模式下操作并且在正常操作期间在较低带宽模式下操作而无需控制器50在预定预充电时间段之后重构造Vcwset环电路41B以在具有对于伪包络线跟随器功率管理系统的正常操作适当的带宽的模式下操作。
[0398]在图3A-C和E-G、图4A-C和E-G、图5A-C和E-G以及图6A-C中所描绘的切换器控制电路的各种实施例中，由Votfset环电路41产生的阈值偏移电流42ITHKESmD—WFSET，通常用于升高和降低第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144以及第四比较器146触发的点。然而，在阈值检测器和控制电路132A-C和E-G的某些选择性实施例中，阈值偏移电流42，Itheeshold_offset可用于仅偏移少于所有的第一比较器140、第二比较器142、第三比较器144以及第四比较器146的触发阈值。例如，参考图4C，阈值检测器和控制电路132C可被重构造为使得阈值偏移电流42ITHKESmD—WFSET仅偏移第二比较器142的触发阈值。效果是基于阈值偏移电流42ITHKESmD—^tset仅偏移与串联电平阈值126相关联的比较器的触发阈值。类似地，作为选择性实施例的另一实例，在图4G中所描绘的阈值检测器和控制电路132G可重构造为使得阈值偏移电流42ITHKESmD—qffset仅偏移第一比较器140的触发阈值。效果是基于阈值偏移电流42ITHKESH(M—^tset仅偏移与分路电平阈值124相关联的比较器的触发阈值。
[0399]分路电平阈值124、串联电平阈值126、第一升压电平阈值128以及第二升压电平阈值130可被由Vqffset环电路41B产生的阈值偏移电流42Ithkeshquuwset偏移以控制跨越耦合电路18两端的偏移电压Votfset，如在图18A-D中所描绘。
[0400]电池电平感测电路264可经由电池电平感测信号耦合至控制器50。电池电平感测电路264可以可操作地构造为测量或确定电池的电压电平(VBAT)。所测量或确定的电池电压电平可经由电池电平感测电路被提供到控制器50或由控制器50经由电池电平感测电路获得。在未示出的选择性实施例中，电池电平感测电路264可构造为经由控制总线与控制器50接口。相对于，控制器可使用电池的电压电平(Vbat)来构造伪包络线跟随器功率管理系统IOE的各种操作组件。
[0401]图18A进一步描绘了伪包络线跟随器功率管理系统IOC的另一实施例，其类似于在图18B中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOE的实施例，除了并联放大器电路14D被并联放大器电路14C替代之外。并联放大器电路14C类似于在图18B中所描绘的并联放大器电路14D，除了 Vwfset环电路41B被Vwfset环电路41A替代之外。Votfset环电路41A可操作地构造为以与Vcwset环电路41B类似的方式操作，除了具有零位补偿电路的积分器被构造为接收来自加法电路300的Vqffset误差信号304的ΚΕ._电路306替代之外。Κ_κ _电路306可构造为将Vqffset误差信号304乘以Κ_κ—_参数以产生阈值偏移电流42Ithkes_—QFFSET。控制器50可构造为根据线性RF功率放大器的操作需要修正Kekmlmn参数。
[0402]例示性地，不同于 上述Vqffset环电路41B的操作，其中具有第一时间常数Tautl和第二时间常数Tau1的滤波器可被修正以在例如在图1A-B和2A-B中所描绘的线性RF功率放大器22将要发送的数据突发的启动之前的耦合电路18预充电期间优化Vwfset环电路41B的带宽，控制器50可选择性地修正ΚΕ.κ ω?Ν数值以对于预定时间段提供预充电操作模式。在预充电操作模式期间，控制器50可增大Kekmlmin的数值以有效地提供较高的环路带宽。在预定时间段之后，控制器可减小Kekmlmn数值以提供较低的环路带宽从而确保Vwfset环电路41的稳定操作。
[0403]尽管在图18Α中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOC和在图18Β中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOE仅描绘了向多级电荷泵降压转换器12C的切换器控制电路52提供成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—AMP—SENSE作为反馈信号的各自的并联放大器电路14C和并联放大器电路14D，但这仅是实例而非限制性的。相应地，伪包络线跟随器功率管理系统IOC和伪包络线跟随器功率管理系统IOE的某些实施例可进一步包括开环辅助电路，其类似于关于伪包络线跟随器功率管理系统IOA如在图2A中所描绘的开环辅助电路39和关于伪包络线跟随器功率管理系统IOB如在图1OB中所描绘的开环辅助电路39、和/或开环辅助电路39的实例实施例、在图9A中所描绘的开环辅助电路39A和在图9B中所描绘的开环辅助电路39B。在这种情况下，如图2A-B中所示，成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—mp—SENSE与如图2A-B中所描绘的开环辅助电路输出电流估计值IASSIST—SENSE组合以形成并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA TOT EST，其被用作对切换器控制电路52的反馈信号。相应地，切换器控制电路52和在图18A-B中所描绘的多级电荷泵降压转换器12C的操作也可并入在图3A-D中所描绘的切换器控制电路52A-D、在图4A-D中所描绘的阈值检测器和控制电路132A-D以及在图4A-D中所描绘的与逻辑电路148A-D相关联的电路和状态机的实施例的操作特征和功能的各种组合。
[0404]图18C描绘了类似于在图18A中所描绘的且以下讨论的伪包络线跟随器功率管理系统IOC的伪包络线跟随器功率管理系统IOD的实施例。然而，不同于在图18A中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统10C，多级电荷泵降压转换器12C被降压转换器13A替代。如在图18C中所描绘的，在图18C中所描绘的降压转换器13A不包括多级电荷泵电路258。
[0405]同样类似于在图18A中所描绘的且以下讨论的伪包络线跟随器功率管理系统10C，在图18C中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOD还包括构造为提供阈值偏移电流42Ithkeshmiuwset的Votfset环电路41A的实施例。然而，不同于在图18C中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统10D，阈值偏移电流42Ithkeshmiuwset被提供到降压转换器13A的切换器控制电路259。
[0406]另外，由于降压转换器13A不包括多级电荷泵电路258，并联放大器功率源选择电路272被消除并且μ C电荷泵电路262的μ C电荷泵输出直接耦合至并联放大器电路14C以便向并联放大器电路32的并联放大器35提供并联放大器供给电压VsumY—ΡΑΕΑ—ΜΡ。
[0407]如在图18C中所进一步描绘的，不同于在图18Α中所描绘的多级电荷泵降压转换器12C，降压转换器13Α也用切换器控制电路259替代切换器控制电路52。如同切换器控制电路52，切换器控制电路259向开关电路58提供串联开关控制信号66和分路开关控制信号68。如同在图18Α中所描绘的切换器控制电路52，在图18C中所描绘的切换器控制电路259可进一步构造为接收来自Vqffset环电路41Α的阈值偏移电流42ITHKESmD—QFFSET。
[0408]尽管在图18C中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOD的实施例仅描绘了切换器控制电路259构造为接收如上关于在图18B中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOE的实施例所讨论的和如下关于在图18A中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOC所讨论的成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—AMP—SENSE，但这仅是实例而非限制性的。图18C的并联放大器电路14C的某些实施例可进一步包括开环辅助电路39，其类似于在图2A-B中所描绘的开环辅助电路39和/或开环辅助电路39的实例实施例、在图9A中所描绘的开环辅助电路39A和在图9B中所描绘的开环辅助电路39B。相应地，在开环辅助电路包括在如在图2A-B中所描绘的并联放大器电路14C中的那些情况下，成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—mp—SENSE与在图2A-B中所描绘的开环辅助电路输出电流估计值IASSIST—SENSE组合以形成并联放大器电路输出电流估计值40IPAWAJ)UT EST，其可被提供作为对切换器控制电路259的反馈信号。
[0409]相应地，如在图3E-H中所进一步描绘的，现在将描述降压转换器13A的切换器控制电路259的实例实施例。降压转换器13A的切换器控制电路259的一个实例实施例在图3E中被描绘为切换器控制电路52E。切换器控制电路52E在功能上类似于在图3A中所描绘的切换器控制电路52A，除了与多级电荷泵电路56相关联的电路被消除之外。结果，例如，图3E的阈值检测器和控制电路132E不包括第一升压电平阈值128、第二升压电平阈值130、第三比较器144或第四比较器146。此外，如上所讨论，在图3E中所描绘的并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—dEST可由成比例的并联放大器输出电流估计值Ipaea amp sense提供，或在开环辅助电路包括在图18C的并联放大器电路14C中的情况下是成比例的并联放大器输出电流估计值IpMA—与开环辅助电路输出电流估计值之和。
[0410]在图4E中描绘了阈值检测器和控制电路132E的一个实施例，继续参考图3E和图5E对其继续描述。阈值检测器和控制电路132E可在功能上类似于在图4A中描绘的阈值检测器和控制电路132A，除了与多级电荷泵电路56相关联的电路被消除之外。结果，逻辑电路148E构造为基于补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP相对于分路电平阈值124和串联电平阈值126的幅值操作为降压转换器。另外，不同于在图4A中所描绘的阈值检测器和控制电路132A，可简化用于控制逻辑电路148E的第一状态机。例示性地，图5E描绘了逻辑电路148E的第一状态机的实例实施例，其可包括分路输出模式188E和串联输出模式190E并且继续参考图3E和图4E来描述。
[0411]在分路输出模式188E中，逻辑电路148E构造串联开关控制输出162以驱动第一输出缓冲器158产生串联开关控制信号66使得在图3E中描绘的串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148E还构造分路开关控制输出164以驱动第二输出缓冲器160使得在图3E中描绘的分路开关72处于闭合状态(导通)。结果，图3E的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。如在图5E中所描绘的，响应于串联电平指示152A的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—ο?大于或等于串联电平阈值126，逻辑电路148E构造第一状态机以转变为串联输出模式190E。否则，第一状态机保持在分路输出模式188E。
[0412]在串联输出模式190E中，逻辑电路148E构造串联开关控制输出162以驱动第一输出缓冲器158产生串联开关控制信号66使得在图3E中描绘的串联开关70处于闭合状态(导通)。逻辑电路148E还构造分路开关控制输出164以驱动第二输出缓冲器160使得在图3E中描绘的分路开关72处于打开状态(不导通)。结果，在图3E中描绘的开关电压输出26构造为提供大体等于由电池20提供的直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。响应于在图4E中所描绘的分路电平指示150A 的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAwa_comp小于分路电平阈值124，逻辑电路148E构造第一状态机以转变为如在图5E中描述的分路输出模式188E。否则，逻辑电路148E构造第一状态机以保持在串联输出模式190E。
[0413]在图3F中描绘了降压转换器13A的切换器控制电路259的另一实施例作为切换器控制电路52F。切换器控制电路52F可在功能上类似于在图3B中所描绘的切换器控制电路52B，除了与多级电荷泵电路56相关联的电路被消除之外。结果，例如，图3F的阈值检测器和控制电路132F不包括第一升压电平阈值128、第二升压电平阈值130、第三比较器144或第四比较器146。此外，如上所讨论，在图3F中所描绘的并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—oUT—EST可由成比例的并联放大器输出电流估计值IPARA—AMP—SENSE提供，或在开环辅助电路包括在图18C的并联放大器电路14C中的情况下是成比例的并联放大器输出电流估计
值！PARA—AMP—SENSE 与开环辅助电路输出电流估计值Ia SSIST—SENSE 之和。
[0414]在图4F中进一步描绘了图3F的阈值检测器和控制电路132F的一个实施例。阈值检测器和控制电路132F可在功能上类似于在图4B中描绘的阈值检测器和控制电路132B，除了与多级电荷泵电路56相关联的电路被消除之外。结果，例如，逻辑电路148F构造为基于补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ir?—COMP’相对于成比例的分路电平阈值176和成比例的串联电平阈值178的幅值操作为降压转换器。另外，不同于在图4B中所描绘的阈值检测器和控制电路132B，可简化用于控制逻辑电路148F的第一状态机。作为实例，图5F描绘了逻辑电路148F的第一状态机的实例实施例，其可包括分路输出模式188F和串联输出模式190F并且继续参考图3F和图4F来描述。
[0415]在分路输出模式188F中，在图4F中描绘的逻辑电路148F构造串联开关控制输出162以驱动第一输出缓冲器158产生串联开关控制信号66使得在图3F中描绘的串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148F还构造分路开关控制输出164以驱动第二输出缓冲器160使得在图3F中描绘的分路开关72处于闭合状态(导通)。结果，图3F的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。如在图4F中所描绘的，响应于串联电平指示152B的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa OTP’大于或等于成比例的串联电平阈值178，逻辑电路148F构造第一状态机以转变为串联输出模式190F。否贝1J，第一状态机保持在分路输出模式188F。
[0416]在串联输出模式190F中，逻辑电路148F构造串联开关控制输出162以驱动第一输出缓冲器158产生串联开关控制信号66使得在图3F中描绘的串联开关70处于闭合状态(导通)。逻辑电路148F还构造分路开关控制输出164以驱动第二输出缓冲器160使得在图3F中描绘的分路开关72处于打开状态(不导通)。结果，在图3F中描绘的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。响应于在图4F中所描绘的分路电平指示150B的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa OTP’小于成比例的分路电平阈值176，逻辑电路148F构造第一状态机以转变为如在图5F中描述的分路输出模式188F。否则，逻辑电路148F构造第一状态机以保持在串联输出模式190F。
[0417]在图3G中描绘了降压转换器13A的切换器控制电路259的另一实例实施例作为切换器控制电路52G。切换器控制电路52G可在功能上类似于在图3C中所描绘的切换器控制电路52C，除了与多级电荷泵电路56相关联的电路被消除之外。结果，例如，图3G的阈值检测器和控制电路132G不包括第一升压电平阈值128、第二升压电平阈值130、第三比较器144或第四比较器146。此外，如上所讨论，在图3G中所描绘的并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA—oUT—EST可由成比例的并联放大器输出电流估计值IPARA—AMP—SENSE提供，或在开环辅助电路包括在图18C的并联放大器电路14C中的情况下是成比例的并联放大器输出电流估计
值！PARA—AMP—SENSE 与开环辅助电路输出电流估计值Ia SSIST—SENSE 之和。
[0418]在图4G中进一步描绘了图3G的阈值检测器和控制电路132G的一个实施例。阈值检测器和控制电路132G可在功能上类似于在图4C中描绘的阈值检测器和控制电路132C，除了与多级电荷泵电路56相关联的电路被消除之夕卜。结果，逻辑电路148G构造为基于补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—相对于分路电平阈值124和串联电平阈值126的幅值操作为降压转换器。另外，不同于在图4C中所描绘的阈值检测器和控制电路132C，可简化用于控制逻辑电路148G的第一状态机。作为实例，图5G描绘了逻辑电路148G的第一状态机的实例实施例，其包括分路输出模式188G和串联输出模式190G并且继续参考图3G和图4G来描述。
[0419]在分路输出模式188G中，在图4G中描绘的逻辑电路148G构造串联开关控制输出162以驱动第一输出缓冲器158产生串联开关控制信号66使得在图3G中描绘的串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148G还构造分路开关控制输出164以驱动第二输出缓冲器160使得分路开关72处于闭合状态(导通)。结果，图3G的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。响应于串联电平指示152C的断言，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值IPAWA—OTP’大于或等于串联电平阈值126，逻辑电路148G构造第一状态机以转变为串联输出模式190G。否则，第一状态机保持在分路输出模式188G。
[0420]在串联输出模式190G中，逻辑电路148G构造串联开关控制输出162以驱动第一输出缓冲器158产生串联开关控制信号66使得在图3G中描绘的串联开关70处于闭合状态(导通)。逻辑电路148G还构造分路开关控制输出164以驱动第二输出缓冲器160使得在图3G中描绘的分路开关72处于打开状态(不导通)。结果，在图3G中描绘的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。响应于在图4G中所描绘的分路电平指示150C的撤销，其指示补偿的并联放大器电路输出电流估计值Ipawa OTP’小于分路电平阈值124，逻辑电路148G构造第一状态机以转变为如在图5G中描述的分路输出模式188G。否则，逻辑电路148G构造第一状态机以保持在串联输出模式190G。
[0421]尽管图3G和4G没有描绘与切换器控制电路52G组合使用的FLL电路的存在，但可提供FLL电路的实施例用于降压转换器中以便向切换器控制电路52G或伪包络线跟随器功率管理系统的时钟管理系统提供FLL系统时钟280。
[0422]为了完整性，在图3H中描绘了降压转换器13A的切换器控制电路259的另一实例实施例作为切换器控制电路52H。切换器控制电路52H可在功能上类似于在图3D中描绘的切换器控制电路52D，除了与多级电荷泵电路56相关联的电路被消除之外。如同图3D的切换器控制电路52D，切换器控制电路52H描绘了当降压转换器13A没有使用阈值偏移电流42ITHEEShold_offset来控制切换器控制电路259的操作时，或为了完整性，相应的并联放大器电路不向降压转换器13A提供阈值偏移电流42Ithkesmiuwset时可使用的切换器控制电路259的实施例。
[0423]如同图3D的切换器控制电路52D，切换器控制电路52H向开关电路58提供串联开关控制信号66和分路开关控制信号68。结果，图3H的阈值检测器和控制电路132H包括第一升压电平阈值128、第二升压电平阈值130、第三比较器144或第四比较器146。此外，如上所讨论，在图3H中所描绘的并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA QUT EST可由成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—AMP—SENSE提供，或在开环辅助电路包括在图18C的并联放大器电路14C中的情况下是成比例的并联放大器输出电流估计值IPAKA—amp—SENSE与开环辅助电路
输出电流估计值 !ASSIST—SENSE 之和。
[0424]在图4H中进一步描绘了图3H的阈值检测器和控制电路132H的一个实施例。阈值检测器和控制电路132H可在功能上类似于在图4D中描绘的阈值检测器和控制电路132D，除了与多级电荷泵电路56相关联的电路被消除之外。例如，阈值检测器和控制电路132D不包括第一升压电平阈值128、第二升压电平阈值130、第三比较器144或第四比较器146。结果，逻辑电路148H构造为基于补偿的并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA』υτ EST相对于分路电平阈值124和串联电平阈值126的幅值操作为降压转换器。另外，不同于在图4D中所描绘的阈值检测器和控制电路132D，可简化用于控制逻辑电路148H的第一状态机。作为实例，图5H描绘了逻辑电路148H的第一状态机的实例实施例，其包括分路输出模式188H和串联输出模式190H并且继续参考图3H和图4H来描述。
[0425]在分路输出模式188H中，在图4H中描绘的逻辑电路148H构造串联开关控制输出162以驱动第一输出缓冲器158产生串联开关控制信号66使得在图3H中描绘的串联开关70处于打开状态(不导通)。逻辑电路148H还构造分路开关控制输出164以驱动第二输出缓冲器160使得在图3H中描绘的分路开关72处于闭合状态(导通)。结果，图3H的开关电压输出26构造为提供大体等于地极的开关电压Vsw。响应于串联电平指示152A的断言，其指示并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA EST大于或等于串联电平阈值126，逻辑电路148H构造第一状态机以转变为串联输出模式190H。否则，第一状态机保持在分路输出模式188H。
[0426]在串联输出模式190H中，逻辑电路148H构造串联开关控制输出162以驱动第一输出缓冲器158产生串联开关控制信号66使得串联开关70处于闭合状态(导通)。逻辑电路148H还构造分路开关控制输出164以驱动第二输出缓冲器160使得分路开关72处于打开状态(不导通)。结果，在图3H中描绘的开关电压输出26构造为提供大体等于直流(DC)电压Vbat的开关电压Vsw。响应于在图4H中所描绘的分路电平指示150D的撤销，其指示并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA EST小于分路电平阈值124，逻辑电路148H构造第一状态机以转变为如在图5H中描述的分路输出模式188H。否则，逻辑电路148H构造第一状态机以保持在串联输出模式190H。
[0427]尽管图3H和4H没有描绘与切换器控制电路52H组合使用的FLL电路的存在，但可提供FLL电路的实施例用于降压转换器中以便向切换器控制电路52G或伪包络线跟随器功率管理系统的时钟管理系统提供FLL系统时钟280。
[0428]另外，如同在图18A中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统10C，在图18C中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOD包括Vqffset环电路41A，下文参考在图18B中所描绘的Votfset环电路41B对其操作进行描述。
[0429]例示性地，不同于以上参考图18B描述的Vqffset环电路41B的操作，其中具有第一时间常数Tautl和第二时间常 数Tau1的滤波器可被修正以在例如在图1A-B和2A-B中所描绘的线性RF功率放大器22将要发送的数据突发的启动之前的耦合电路18预充电期间优化Vqffset环电路41B的带宽，在图18C中所描绘的控制器50可选择性地修正Vqffset环电路41A的&_—_数值以对于预定时间段提供预充电操作模式。在预充电操作模式期间，控制器50可增大ΚΕ.κ eAIN的数值以有效地提供较高的环路带宽。在预定时间段之后，控制器50可减小Kekkmlmn数值以提供较低的环路带宽从而确保Vcwset环电路41Α的稳定操作。
[0430]图18D描绘了类似于在图18Β中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOE的伪包络线跟随器功率管理系统10F。类似于在图18Β中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统10Ε，伪包络线跟随器功率管理系统IOF包括具有Vqffset环电路41Β的并联放大器电路14D。相对于图18Β的伪包络线跟随器功率管理系统IOE详细描述了并联放大器电路14D、相关联的并联放大器35以及Vqffset环电路41Β的各种实施例，因此这里不再赘述。
[0431]然而，不同于在图18Β中描绘的伪包络线跟随器功率管理系统10Ε，伪包络线跟随器功率管理系统IOF用在图18C中所描绘的降压转换器13Α替代多级电荷泵降压转换器12C。
[0432]如前所讨论，因为降压转换器13Α不包括多级电荷泵降压转换器12C，因此并联放大器功率源选择电路272被消除并且μ C电荷泵电路262的μ C电荷泵输出直接耦合至并联放大器电路14D以便向并联放大器35提供并联放大器供给电压VsumY—ΡΑΕΑ—ΜΡ。[0433]另外，如同在图18B中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOE的某些实施例，在图18D中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOF的并联放大器电路14D的某些实施例还可包括开环辅助电路39，其类似于在图2A-B中所描绘的开环辅助电路39和/或开环辅助电路39的实例实施例、在图9A中所描绘的开环辅助电路39A和在图9B中所描绘的开环辅助电路39B。相应地，在开环辅助电路包括在如在图2A-B中所描绘的并联放大器电路14D中的那些情况下，成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—AMP—SENSE与开环辅助电路输出电流估计值 IaSSIST—SENSE 组合以形成并联放大器电路输出电流估计值40Ipawa?，其可被提供作为对降压转换器13A的切换器控制电路259的反馈信号。
[0434]此外，如相对于图18C的伪包络线跟随器功率管理系统IOD所讨论的，尽管在图18D中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOF仅描绘了接收成比例的并联放大器输出电流估计值IPAEA—amp—s_的切换器控制电路259，但这仅是实例而非限制性的。图18D的并联放大器电路14D的某些实施例可进一步包括开环辅助电路39，其类似于在图2A-B中所描绘的开环辅助电路39、在图9A中所描绘的开环辅助电路39A的实例实施例和在图9B中所描绘的开环辅助电路39B的实例实施例。相应地，在开环辅助电路包括在并联放大器电路14D中的那些情况下，成比例的并联放大器输出电流估计值IPAKA—amp—SENSE与开环辅助电路输出电流估计值IASSIST—SENSE (在图2A-B中所描绘的)组合以形成并联放大器电路输出电流估计值40IPAWA_OUT_EST，其可被提供作为对切换器控制电路259的反馈信号。
[0435]相对于在图18C中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOD描述了降压转换器13A和切换器控制电路259的操作。相应地，从对在图18D中所描绘的伪包络线跟随器功率管理系统IOF的描述中省略降压转换器13A的操作的详细描述。
[0436]现在将讨论在图18A-D中所描绘的μ C电荷泵电路262。图19Α描绘了作为μ C电荷泵电路262Α的图18A-D的μ C电荷泵电路262的实施例。μ C电荷泵电路262Α可构造为基于μ C电荷泵电路262Α的操作模式在μ C电荷泵输出产生μ C电荷泵输出电压VijcQUT。μ C电荷泵电路262Α可包括四种操作模式。在μ C电荷泵输出产生的μ C电荷泵输出电压Viiclqut可基于μ C电荷泵的操作比μ BBeati0O作为实例，μ C电荷泵电路262Α可包括四种操作模式=OFF模式、IxVbat模式、4/3xVbat模式以及3/2xVBAT模式，其中每种操作模式对应于μ C电荷泵的特定操作比μ BBeatioo表1以列表形式示出了 μ C电荷泵电路262Α的操作模式、μ C电荷泵的操作比μ BBmra、以及在μ C电荷泵输出大体产生的μ C电荷泵输出电压Vuc O1t之间的关系。
[0437]
μ€:电荷泵的操作在|iC电荷泵输出产生的μ€:电荷
模式(,u€br,1io)泵输出电压(VpC—OOT)
OFF福式‘ OFF— 浮动
I X ViMT 模式—IIXVbat
4/3 X Vbat 模式4/34/3 X Vbat
3/2XVba了模式3/23/2 X Vbat ^
表1[0438]当μ C电荷泵电路262Α构造为在OFF模式下操作时，μ C电荷泵电路262Α停用并且μ C电荷泵输出浮动。当μ C电荷泵电路262Α构造为在IxVbat模式下操作时，μ C电荷泵电路262Α构造为产生大体等于供给输入24 (Vbat)的μ C电荷泵输出电压Vlie QUT。当μ C电荷泵电路262Α构造为在4/3xVBAT模式下操作时，μ C电荷泵电路262Α构造为产生大体等于4/3xVbat的μ C电荷泵输出电压Vijc QUT。当μ C电荷泵电路262Α构造为在3/2xVBAT模式下操作时，μ C电荷泵电路262Α构造为产生大体等于3/2xVbat的μ C电荷泵输出电压
Vμ C—OUT。
[0439]yC电荷泵电路262A可包括μ C电荷泵控制电路316A、具有第一终端318A和第二终端318Β的第一飞跨电容器318、具有第一终端320Α和第二终端320Β的第二飞跨电容器320以及包括第一开关322 (SW1)、第二开关324 (SW2)、第三开关326 (SW3)、第四开关328 (SW4)、第五开关330 (SW5)、第六开关332 (SW6)、第七开关334 (SW7)、第八开关336(SW8)和第九开关338 (SW9)在内的多个开关。第一开关322 (SW1)、第二开关324 (SW2)、第三开关326 (SW3)、第四开关328 (SW4)、第五开关330 (SW5)、第六开关332 (SW6)、第七开关334 (SW7)、第八开关336 (SW8)和第九开关338 (SW9)的每一个可以是利用场效应晶体管、基于绝缘体在半导体上的晶体管或基于双极的晶体管或其组合实施的基于固态的开关。第一开关322 (SW1)、第二开关324 (SW2)、第三开关326 (SW3)、第四开关328 (SW4)、第五开关330 (SW5)、第六开关332 (SW6)、第七开关334 (SW7)、第八开关336 (SW8)和第九开关338 (SW9)的每一个可以是固态传输门。作为另一实例，第一开关322 (SW1)、第二开关324 (SW2)、第三开关326 (SW3)、第四开关328 (SW4)、第五开关330 (SW5)、第六开关332 (SW6)、第七开关334 (SW7)、第八开关336 (SW8)和第九开关338 (SW9)的每一个可以基于GaN处理。选择性地，第一开关322 (SW1)、第二开关324 (SW2)、第三开关326 (SW3)、第四开关328 (SW4)、第五开关330 (SW5)、第六开关332 (SW6)、第七开关334 (SW7)、第八开关336 (SW8)和第九开关338 (SW9)的每一个可以是微型机电系统(MEMS)接触型开关。
[0440]第一开关322可耦合在第二飞跨电容器320的第一终端320Α与供给输入24(VBAT)之间。第一开关322(SW1)可包括构造为接收来自μ C电荷泵控制电路316A的第一开关控制信号340的第一开关控制输入，其中第一开关控制信号340基于μ C电荷泵电路262Α的操作模式可操作地打开和闭合第一开关322 (SW1)。第二开关324 (SW2)可包括构造为接收来自μ C电荷泵控制电路316Α的第二开关控制信号342的第二开关控制输入，其中第二开关控制信号342基于μ C电荷泵电路262Α的操作模式可操作地打开和闭合第二开关324(SW2)。第二开关324 (SW2)可耦合在供给输入24 (Vbat)与第二飞跨电容器320的第二终端320Β之间。第三开关326 (SW3)可包括构造为接收来自μ C电荷泵控制电路316Α的第三开关控制信号344的第三开关控制输入，其中第三开关控制信号344基于μ C电荷泵电路262Α的操作模式可操作地打开和闭合第三开关326 (SW3)。第三开关326 (SW3)可耦合在第二飞跨电容器320的第二终端320Β与地极之间。第四开关328(SW4)可包括构造为接收来自μ C电荷泵控制电路316Α的第四开关控制信号346的第四开关控制输入，其中第四开关控制信号346基于μ C电荷泵电路262Α的操作模式可操作地打开和闭合第四开关328(SW4)。第四开关328 (SW4)可耦合在第二飞跨电容器320的第一终端320Α与第一飞跨电容器318的第二终端318Β之间。第五开关330 (SW5)可包括构造为接收来自μ C电荷泵控制电路316Α的第五开关控制信号348的第四开关控制输入，其中第五开关控制信号348基于4(:电荷泵电路2624的操作模式可操作地打开和闭合第五开关330(5胃5)。第五开关330 (SW5)可耦合在第一飞跨电容器318的第二终端318B与第二飞跨电容器320的第二终端320B之间。第六开关332 (SW6)可包括构造为接收来自μ C电荷泵控制电路316A的第六开关控制信号350的第六开关控制输入，其中第六开关控制信号350基于μ C电荷泵电路262Α的操作模式可操作地打开和闭合第六开关332 (SW6)。第六开关332 (SW6)可耦合在第一飞跨电容器318的第一终端318Α与第二飞跨电容器320的第一终端320Α之间。第七开关334 (SW7)可包括构造为接收来自μ C电荷泵控制电路316Α的第七开关控制信号352的第七开关控制输入，其中第七开关控制信号352基于μ C电荷泵电路262Α的操作模式可操作地打开和闭合第七开关334。第七开关334 (SW7)可耦合在第一飞跨电容器318的第二终端318Β与地极之间。第八开关336 (SW8)可包括构造为接收来自μ C电荷泵控制电路316Α的第八开关控制信号354的第八开关控制输入，其中第八开关控制信号354基于UC电荷泵电路262Α的操作模式可操作地打开和闭合第八开关336 (SffS)0第八开关336 (SW8)可耦合在第一飞跨电容器318的第二终端318B与供给输入24 (Vbat)之间。第九开关338 (SW9)可包括构造为接收来自μ C电荷泵控制电路316A的第九开关控制信号356的第九开关控制输入，其中第九开关控制信号356基于μ C电荷泵电路262Α的操作模式可操作地打开和闭合第九开关338 (SffQ)0第九开关338 (SW9)可耦合在第一飞跨电容器318的第一终端318Α与供给输入24 (Vbat)之间。
[0441]μ C电荷泵控制电路316Α可构造为耦合至μ C电荷泵时钟276和μ C电荷泵控制总线278。μ C电荷泵控制总线278可用于通过设定4(:电荷泵电路262八的μ C电荷泵的操作比μ BBeatm来将μ C电荷泵电路262Α构造为在四种操作模式中之一操作，其中与μ C电荷泵的操作比μ BBeatio的选择相对应的参数可被局部地存储在μ C电荷泵控制电路316Α中。另外，μ C电荷泵控制电路316Α可使用μ C电荷泵时钟276以在μ C电荷泵电路262Α的操作相位之间可操作地切换。第一开关322 (SW1)、第二开关324 (SW2)、第三开关326 (SW3)、第四开关328 (SW4)、第五开关330 (SW5)、第六开关332 (SW6)、第七开关334(SW7)、第八开关336 (SW8)和第九开关338 (SW9)的每一个的开关状态(打开或闭合)可根据μ C电荷泵电路262Α的操作相位来改变。在表2中示出了 μ C电荷泵的操作比μ BBeatio,μ C电荷泵电路262Α的操作相位以及第一开关322 (SW1)、第二开关324 (SW2)、第三开关326 (SW3)、第四开关328 (SW4)、第五开关330 (SW5)、第六开关332 (SW6)、第七开关334(SW7)、第八开关336 (SW8)和第九开关338 (SW9)的开关状态之间的关系。
【权利要求】
1.ー种具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，包括: 开关模式电源转换器，其构造为: 产生开关输出电压；以及 产生开关电压输出估计值，其提供所述开关输出电压的将来电压电平的早期指示； 开环高频波纹补偿辅助电路，其构造为: 接收所述开关电压输出估计值和Veamp信号； 基于所述开关电压输出估计值和所述Veamp信号产生高频波纹补偿电流；以及 对功率放大器供给输出施加所述高频波纹补偿电流以降低所述功率放大器供给输出的高频波纹电流。
2.根据权利要求1所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，以位于大体靠近通信网络中的操作波段的收发双向偏移量的频带产生所述高频波纹补偿电流。
3.根据权利要求2所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述高频波纹补偿电流的频带具有与所述操作波段的接收器信道频带的带宽大体相等的带宽。
4.根据权利要求2所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开关模式电源转换器 包括可编程延迟电路，其构造为将所述开关电压输出估计值的产生延迟可编程延迟周期。
5.根据权利要求4所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述可编程延迟周期构造为在时间上对准所述开关电压输出估计值与所述Veamp信号以将所述功率放大器供给输出的波纹排斥响应中的切ロ定位为靠近所述操作波段的收发双向偏移量。
6.根据权利要求1所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开环高频波纹补偿辅助电路进一步构造为基于所述高频波纹补偿电流产生成比例的高频波纹补偿电流估计值。
7.根据权利要求6所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开关模式电源转换器进ー步构造为接收反馈信号，其中所述反馈信号基于所述成比例的高频波纹补偿电流估计值。
8.根据权利要求7所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开关模式电源转换器进ー步构造为基于所述反馈信号调整所述开关输出电压。
9.根据权利要求8所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，还包括并联放大器，其构造为: 接收所述Vkamp信号和来自所述功率放大器供给输出的功率放大器供给电压，其中所述并联放大器构造为基于所述Veamp信号与所述功率放大器供给电压之间的差值产生并联放大器输出电流；以及 对所述功率放大器供给输出施加所述并联放大器输出电流。
10.根据权利要求9所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述并联放大器进ー步构造为基于所述并联放大器输出电流产生成比例的并联放大器输出电流估计值；并且其中，所述反馈信号进ー步基于所述成比例的并联放大器输出电流估计值。
11.根据权利要求1所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开环高频波纹补偿辅助电路进一歩包括: 滤波网络，其具有构造为接收所述开关电压输出估计值的第一节点和第二节点； 反馈网络，其包括与所述滤波网络的所述第二节点通信的第一节点和第二节点； 运算放大器，其包括非反相输入、反相输入以及运算放大器输出，所述非反相输入构造为接收所述Veamp信号，所述反相输入与所述滤波网络的所述第二节点和所述反馈网络的所述第一节点通信，所述运算放大器输出与所述反馈网络的所述第二节点通信，其中所述运算放大器构造为产生所述高频波纹补偿电流。
12.根据权利要求11所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述运算放大器包括与所述运算放大器输出通信的第一推挽输出级，其中所述第一推挽输出级构造为产生运算放大器输出电流。
13.根据权利要求12所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开环高频波纹补偿辅助电路进一歩包括: 具有偏置电容的偏置电容器和偏置电阻器，其串联布置在所述运算放大器输出与參考电压之间； 其中，所述第一推挽输出 级具有第一级跨导；并且 其中，所述偏置电容构造为使得在位于大体靠近通信网络中的操作波段的收发双向偏移量的频带中所述第一推挽输出级的所述第一级跨导大体等于所述偏置电阻器的跨导。
14.根据权利要求12所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开环高频波纹补偿辅助电路进一歩包括: 运算放大器输出隔离电路，其包括与所述运算放大器输出通信的高阻抗输入和与所述反馈网络的所述第二节点通信的隔离反馈节点。
15.根据权利要求11所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述运算放大器进ー步构造为产生作为所述高频波纹补偿电流的函数的成比例的高频波纹补偿电流估计值。
16.根据权利要求12所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述运算放大器进ー步包括第二推挽输出级，其构造为产生所述高频波纹补偿电流，其中所述高频波纹补偿电流被镜像到所述运算放大器输出电流。
17.根据权利要求16所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述运算放大器进ー步包括第三推挽输出级，其构造为基于感测比例因子产生作为所述高频波纹补偿电流的函数的成比例的高频波纹补偿电流估计值。
18.根据权利要求16所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述第二推挽输出级包括可编程第二输出级跨导。
19.根据权利要求18所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开环高频波纹补偿辅助电路构造为基于所述可编程第二输出级跨导调整所述高频波纹补偿电流的幅值。
20.根据权利要求19所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述可编程第二输出级跨导是可编程跨导參数的大体线性函数。
21.根据权利要求11所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述滤波网络与第一转角频率相关联，并且所述反馈网络与第二转角频率相关联；以及 其中，所述第一转角频率具有位于3MHz与11.5MHz之间的可编程范围，并且所述第二转角频率具有位于3MHz与11.5MHz之间的可编程范围。
22.根据权利要求21所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述第一转角频率大体等于6MHz,并且所述第二转角频率大体等于6MHz。
23.根据权利要求1所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开关模式电源转换器构造为作为降压转换器来操作。
24.根据权利要求1所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开关模式电源转换器构造为作为多级电荷泵降压转换器来操作。
25.根据权利要求1所述的具有高频波纹补偿的伪包络线跟随器功率管理系统，其中，所述开关模式电源转换器进ー步包括可编程延迟电路、切换器控制电路以及缓冲換算器； 其中，所述切换器控制电路构造为产生数字开关电压输出信号，其代表用于控制所述开关模式电源转换器产生所述开关输出电压的所述切换器控制电路的状态； 其中，所述可编程延迟电路构造为接收所述数字开关电压输出信号，并且将所述数字开关电压输出信号延迟可编程延迟周期以产生延迟的数字开关电压输出信号；并且 其中，所述缓冲換算器构造为接收所述延迟的数字开关电压输出信号，并且基于所述延迟的数字开关电压输出信号和所述缓冲換算器产生所述开关电压输出估计值。
26.一种用于降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的方法，包括: 利用开关模式电源转换器产生开关输出电压和开关电压输出估计值，其中所述开关电压输出估计值提供所述开关输出电压的将来电压电平的早期指示； 在开环高频波纹补偿辅助电路接收所述开关电压输出估计值和Vkamp信号； 基于所述开关电压输出估计值和所述Veamp信号产生高频波纹补偿电流；以及 对所述功率放大器供给输出施加所述高频波纹补偿电流以降低所述功率放大器供给输出的高频波纹电流。
27.根据权利要求26所述的用于降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的方法，其中，基于所述开关电压输出估计值和所述Vkamp信号产生所述高频波纹补偿电流包括: 在位于大体靠近通信网络中的操作波段的收发双向偏移量的频带内产生所述高频波纹补偿电流。
28.根据权利要求27所述的用于降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的方法，其中，所述高频波纹补偿电流的所述频带具有与所述操作波段的接收器信道频带的带宽大体相等的带宽。
29.根据权利要求28所述的用于降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的方法，其中，产生所述开关电压输出估计值进一歩包括: 将所述开关电压输出估计值的产生延迟可编程延迟周期以在时间上对准所述开关电压输出估计值与所述Vkamp信号从而将所述功率放大器供给输出的波纹排斥响应中的切ロ定位为靠近所述操作波段的收发双向偏移量。
30.根据权利要求29所述的用于降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的方法，进ー步包括:基于所述高频波纹补偿电流产生成比例的高频波纹补偿电流估计值。
31.根据权利要求30所述的用于降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的方法，进ー步包括: 基于所述成比例的高频波纹补偿电流估计值形成反馈信号； 将所述反馈信号提供到所述开关模式电源转换器；以及 基于所述反馈信号调整所述开关输出电压。
32.根据权利要求26所述的用于降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的方法，其中，所述开关模式电源转换器构造为降压转换器。
33.根据权利要求26所述的用于降低功率放大器供给输出的高频波纹电流的方法，其中，所述开关模式 电源转换器构造为多级电荷泵降压转换器。
【文档编号】H03F3/217GK103477557SQ201180067293
【公开日】2013年12月25日 申请日期:2011年12月9日 优先权日:2010年12月9日
【发明者】N.赫拉特, M.R.凯, P.戈里斯 申请人:射频小型装置公司