用于放大通信信号的放大系统的制作方法

本发明涉及通信信号放大领域。

背景技术：

现代无线通信网络越来越多地被设计为向无线通信网络中的移动设备提供高数据速率和改进的数据处理能力。最近的增加数据速率和提高数据处理能力的方法是基于采用具有增大的峰值平均功率比(par)和/或增大的工作带宽的通信信号。此外，可以采用通信信号的载波聚合技术，使得通信信号共同使用不同的频带，以增加数据速率。

为了放大通信信号，可以采用不同类型的放大器。例如，多尔蒂(doherty)放大器可以用于放大通信信号，其中doherty放大器可以被视为改进的b类放大器。为了提供载波聚合能力，通常采用至少两个单独的放大器。

然而，当放大具有高峰值平均功率比(par)和/或高工作带宽的通信信号时，当前的方法可能遭受效率降低，并且当应用载波聚合技术时，可能遭受效率降低。

技术实现要素：

本发明的目的是为放大通信信号提供有效的概念。

该目的通过独立权利要求的特征来实现。进一步地实现形式显而易见的通过从属权利要求、说明书和附图得出。

本发明的实施例基于以下发现：为了放大通信信号，可以采用主放大器，次放大器和辅放大器，其中所述主放大器和所述次放大器可以根据希雷(chireix)异相放大器(out-phasingamplifier)构架操作，并且其中所述辅放大器可以操作，用以补充所述主放大器和所述次放大器的操作。

所述通信信号可以被分解为指示低于预定阈值的所述通信信号的幅值的下部分通信信号，和指示高于所述预定阈值的所述通信信号的幅值的上部分通信信号。所述下部分通信信号还可以被分解为具有常数幅值的第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号。

所述主放大器可以被配置为基于所述第一下部分通信子信号进行放大，所述次放大器可以被配置为基于所述第二下部分通信子信号进行放大，以及所述辅放大器可以被配置为基于所述上部分通信信号进行放大。为了提供放大的通信信号，可以组合所述放大的信号。

该概念可以应用于放大任何通信信号。具体地，该概念可以应用于放大具有高峰值平均功率比(par)和/或高工作带宽的通信信号，如在长期演进(lte)无线通信网络中使用的多载波通信信号。

根据第一方面，本发明涉及一种用于放大通信信号的放大系统，所述放大系统包括：处理器，被配置为比较所述通信信号的幅值与预定阈值，并且基于所述预定阈值，将所述通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号，其中所述下部分信号指示低于所述预定阈值的所述通信信号的幅值，以及其中所述上部分通信信号指示高于所述预定阈值的所述通信信号的幅值，其中所述处理器还被配置为将所述下部分通信信号分解为第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号，所述第一下部分通信子信号和所述第二下部分通信子信号分别有常数幅值；主放大器，被配置为放大从(例如，基于)所述第一下部分通信子信号得到的第一放大器信号，以获取第一放大的下部分通信子信号；次放大器，被配置为放大从(例如，基于)所述第二下部分通信子信号得到的第二放大器信号，以获取第二放大的下部分通信子信号；辅放大器，被配置为放大从(例如，基于)所述上部分通信信号得到的第三放大器信号，以获取放大的上部分通信信号；以及组合器，被配置为组合所述第一放大的下部分通信子信号和所述第二放大的下部分通信子信号，以获取放大的下部分通信信号，并组合所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号，以获取放大的通信信号。因此，可以实现用于放大通信信号的有效概念。

所述主放大器，所述次放大器和所述辅放大器可以是射频(rf)放大器。所述主放大器和所述次放大器可以形成chireix异相放大器。所述主放大器和所述次放大器可以是相同的。所述下部分通信信号的分解可以是chireix异相分解(out-phasingdecomposition)。

所述通信信号、所述下部分通信信号、所述第一下部分通信子信号、所述第二下部分通信子信号和所述上部分通信信号可以是基带信号。所述第一放大器信号、所述第二放大器信号、所述第三放大器信号、所述第一放大的下部分通信子信号、所述第二放大的下部分通信子信号、所述放大的上部分通信信号和所述放大的通信信号可以是射频(rf)信号。

所述通信信号的所述幅值可以被归一化为预定幅值区间例如，区间[0；1]的。所述预定阈值可以是实数，例如，0.3或0.7。

根据第一方面所述的放大系统，在第一种实现形式中，所述处理器被配置为基于所述下部分通信信号，确定异相相位角，所述异相相位角指示所述下部分通信信号的幅值和所述下部分通信信号的最大幅值之间的比率，其中所述处理器被配置为将所述异相相位角加上所述下部分通信信号的相位角，以获取所述第一下部分通信子信号的相位角，以及其中所述处理器被配置为将所述下部分通信信号的所述相位角减去所述异相相位角，以获取所述第二下部分通信子信号的相位角。因此，可以有效地进行chireix异相分解。

所述处理器可以提供作为具有常数幅值或包络的信号对的所述第一下部分通信子信号和所述第二下部分通信子信号。所述第一下部分通信子信号和所述第二下部分通信子信号的相位角差能够得到优化，例如减小。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第二种实现形式中，所述放大系统还包括本地振荡器、第一混合器、第二混合器和第三混合器，其中所述本地振荡器被配置为生成载波信号，其中所述第一混合器被配置为将所述第一下部分通信子信号乘以所述载波信号，以获取所述第一放大器信号，其中所述第二混合器被配置为将所述第二下部分通信子信号乘以所述载波信号，以获取所述第二放大器信号，以及其中所述第三混合器被配置为将所述上部分通信信号乘以所述载波信号，以获取所述第三放大器信号。因此，可以实现将所述第一下部分通信子信号、所述第二下部分通信子信号和所述上部分通信信号的上混合(up-mixing)。

所述本地振荡器可以包括锁相环(pll)。所述载波信号可以是射频(rf)信号。

所述第一混合器可以包括第一镜像抑制滤波器。所述第一下部分通信子信号和所述载波信号的乘法可以在模拟信号域中执行。所述放大系统可以包括用于将所述第一下部分通信子信号从数字信号域转换为所述模拟信号域的第一数字模拟转换器(dac)。

所述第二混合器可以包括第二镜像抑制滤波器。所述第二下部分通信子信号和所述载波信号的乘法可以在模拟信号域中执行。所述放大系统可以包括用于将所述第二下部分通信子信号从数字信号域转换为所述模拟信号域的第二数字模拟转换器(dac)。

所述第三混合器可以包括第三镜像抑制滤波器。所述上部分通信信号和所述载波信号的乘法可以在模拟信号域中执行。所述放大系统可以包括用于将所述上部分通信信号从数字信号域转换为所述模拟信号域的第三数字模拟转换器(dac)。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第三种实现形式中，所述组合器包括第一四分之一波长传输线和第二四分之一波长传输线，用于组合所述第一放大的下部分通信子信号和所述第二放大的下部分通信子信号。因此，可以有效地实现阻抗变换。

所述第一四分之一波长传输线和所述第二四分之一波长传输线可以形成chireix异相组合器。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第四种实现形式中，所述组合器包括定向耦合器，用于组合所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号。因此，可以有效地组合所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号。

预定的耦合比c的所述定向耦合器可以组合所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第五种实现形式中，所述主放大器或所述次放大器为ab类放大器或b类放大器。因此，可以有效地实现所述主放大器或所述次放大器。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第六种实现形式中，所述辅放大器为ab类放大器、b类放大器或c类放大器。因此，可以有效地实现所述辅放大器。所述辅放大器可以是单端放大器。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第七种实现形式中，所述主放大器、所述次放大器或所述辅放大器包括放大单元对，其中所述放大单元对为并联连接。因此，可以增大所述放大系统的所述工作带宽。所述放大单元对可以以推挽配置连接。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第八种实现形式中，所述处理器被配置为基于所述主放大器的传递函数和/或所述次放大器的传递函数，过滤所述下部分通信信号，以获取过滤的下部分通信信号，将所述下部分通信信号减去所述过滤的下部分通信信号，以获取误差信号，以及将所述误差信号加至所述上部分通信信号。因此，可以实现关于所述主放大器的所述传递函数和/或所述次放大器的所述传递函数的所述上部分通信信号的补偿。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第九种实现形式中，所述放大系统还包括辅定向耦合器，所述辅定向耦合器被配置为从所述放大的通信信号中获得参考信号，其中所述处理器被配置为比较所述上部分通信信号和从所述参考信号得到的比较信号，以确定所述上部分通信信号和所述比较信号之间的时间延迟，并基于所述时间延迟，在时间上延迟所述上部分通信信号。因此，可以实现所述上部分通信信号和所述放大的通信信号的峰值在时间上的对准。

所述比较信号可以是基带信号。所述参考信号可以是射频(rf)信号。所述时间延迟可以例如，基于所述上部分通信信号和所述比较信号之间的互相关来确定。

根据第一方面的第九种实现形式所述的放大系统，在第十种实现形式中，所述放大系统还包括本地振荡器和辅混合器，其中所述本地振荡器被配置为生成载波信号，以及其中所述辅混合器被配置为将所述参考信号乘以所述载波信号，以获取所述比较信号。因此，可以实现所述参考信号的下混合(down-mixing)。

所述本地振荡器可以包括锁相环(pll)。所述载波信号可以是射频(rf)信号。

所述辅混合器可以包括辅镜像抑制滤波器。所述参考信号和所述载波信号的乘法可以在模拟信号域中执行。所述放大系统可以包括用于将所述比较信号从所述模拟信号域转换为数字信号域的模拟数字转换器(adc)。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第十一种实现形式中，所述处理器被配置为基于所述主放大器的传递函数、所述次放大器的传递函数和/或所述辅放大器的传递函数，反向过滤所述上部分通信信号。因此，可以实现数字预失真(dpd)。

为了进行所述反向过滤，可以组合所述主放大器的所述传递函数，所述次放大器的所述传递函数和/或所述辅放大器的所述传递函数。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第十二种实现形式中，所述处理器被配置为启动所述主放大器和/或所述次放大器的电源电压的降低。因此，可以限制所述主放大器和/或所述次放大器的输出功率。

电源电压的降低可以例如，应用于减少的业务状况下。

根据第一方面或第一方面的任一项前述实现形式所述的放大系统，在第十三种实现形式中，所述处理器被配置为启动所述辅放大器的去激活。因此，所述放大系统可以作为chireix异相放大器操作。

所述辅放大器的去激活可以在减少的业务状况下提供所述放大系统的提高的效率。

根据第二方面，本发明涉及一种用于放大通信信号的方法，所述方法包括：比较所述通信信号的幅值与预定阈值；基于所述预定阈值，将所述通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号，其中所述下部分信号指示低于所述预定阈值的所述通信信号的幅值，以及其中所述上部分通信信号指示高于所述预定阈值的所述通信信号的幅值；将所述下部分通信信号分解为第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号，所述第一下部分通信子信号和所述第二下部分通信子信号分别有常数幅值；放大从所述第一下部分通信子信号得到的第一放大器信号，以获取第一放大的下部分通信子信号；放大从所述第二下部分通信子信号得到的第二放大器信号，以获取第二放大的下部分通信子信号；放大从所述上部分通信信号得到的第三放大器信号，以获取放大的上部分通信信号；组合所述第一放大的下部分通信子信号和所述第二放大的下部分通信子信号，以获取放大的下部分通信信号；并组合所述放大的下部分通信信号和所述放大的上部分通信信号，以获取放大的通信信号。因此，可以实现用于放大通信信号的有效概念。

所述方法可以由所述放大系统执行。所述方法的其它特征可以直接由所述放大系统的功能产生。

根据第三方面，本发明涉及一种计算机程序，包括当被在计算机上执行时用于执行所述方法的程序代码。因此，可以自动执行所述方法。

所述放大系统例如，所述放大系统的所述处理器可以被可编程地布置，以执行所述计算机程序。

本发明的实施例可以在硬件和/或软件中实现。

附图说明

将参照以下附图描述本发明的实施例，其中：

图1示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统的图；

图2示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的方法的图；

图3示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统的图；

图4示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统的图；

图5示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统的图；

图6示出了根据一个实施例的将通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号的图；

图7示出了根据一个实施例的第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号的相位角的图；

图8示出了根据一个实施例的将通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号的图；

图9示出了根据一个实施例的第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号的幅值和相位角的图；

图10示出了根据一个实施例的主放大器、次放大器和chireix异相组合器(out-phasingcombiner)的图；

图11示出了根据一个实施例的主放大器、次放大器和辅放大器的功率的图；

图12示出了根据一个实施例的放大系统的耦合损耗，输出回退和放大器功率比的图；

图13示出了根据一个实施例的放大系统内的负载牵引比的图；以及

图14示出了根据一个实施例的放大系统的效率的图。

具体实施方式

图1示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统100的图。

放大系统100包括处理器101，被配置为比较通信信号的幅值与预定阈值，并且基于预定阈值，将通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号。下部分信号指示低于预定阈值的通信信号的幅值。上部分信号指示高于预定阈值的通信信号的幅值。处理器101还被配置为将下部分通信信号分解为第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号，第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号分别有常数幅值。

放大系统100还包括主放大器103，被配置为放大从第一下部分通信子信号得到的第一放大器信号，以获取第一放大的下部分通信子信号。

放大系统100还包括次放大器105，被配置为放大从第二下部分通信子信号得到的第二放大器信号，以获取第二放大的下部分通信子信号。

放大系统100还包括辅放大器107，被配置为放大从上部分通信信号得到的第三放大器信号，以获取放大的上部分通信信号。

此外，放大系统100包括组合器109，被配置为组合第一放大的下部分通信子信号和第二放大的下部分通信子信号，以获取放大的下部分通信信号，并且组合放大的下部分通信信号和放大的上部分通信信号，以获取放大的通信信号。

在一个实施例中，放大系统100还包括本地振荡器、第一混合器、第二混合器和第三混合器，其中本地振荡器被配置为生成载波信号，第一混合器被配置为将第一下部分通信子信号乘以载波信号，以获取第一放大器信号，其中第二混合器被配置为将第二下部分通信子信号乘以载波信号，以获取第二放大器信号，以及其中第三混合器被配置为将上部分通信信号乘以载波信号，以获取第三放大器信号。

在一个实施例中，主放大器103或次放大器105为ab类放大器或b类放大器。在一个实施例中，辅放大器107为ab类放大器、b类放大器或c类放大器。

图2示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的方法200的图。

方法200包括：比较201通信信号的幅值与预定阈值；基于预定阈值，将通信信号分解203为下部分通信信号和上部分通信信号，其中下部分信号指示低于预定阈值的通信信号的幅值，以及其中上部分通信信号指示高于预定阈值的通信信号的幅值；将下部分通信信号分解205为第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号，第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号分别有常数幅值；放大207从第一下部分通信子信号得到的第一放大器信号，以获取第一放大的下部分通信子信号；放大209从第二下部分通信子信号得到的第二放大器信号，以获取第二放大的下部分通信子信号；放大211从上部分通信信号得到的第三放大器信号，以获取放大的上部分通信信号；组合213第一放大的下部分通信子信号和第二放大的下部分通信子信号，以获取放大的下部分通信信号；以及组合215放大的下部分通信信号和放大的上部分通信信号，以获取放大的通信信号。方法200可以由放大系统100执行。

在下文中，将描述放大系统100和方法200的进一步的实现形式和实施例。

随着对更高数据速率的需求增加，对提高数据处理能力的期望可以由移动服务运营商来解决。由于移动服务运营商可以在分配的频带内拥有和/或共享频谱，增加通信信号的功率谱密度的方法可能不再有吸引力。作为一个例子，以e-utra的带2(例如，从1930至1990mhz)和带4(例如，从2110至2155mhz)为例，移动服务运营商可以在1970至1990mhz和2110至2120mhz处拥有和/或共享频谱。为此可以部署两个单独的发射机。随着功率的增加，为了减小散热器的重量和尺寸，可以增加对于改进的效率的期望。为了适应更高的数据速率，这种期望可以通过通信信号的更高的par进一步加剧。

总之，可能期望一种足以覆盖至少两个频谱的有效且广泛的方法，以便针对于用于改进的数据处理能力的标准。chireix放大器架构和doherty放大器架构的混合组合可以作为放大系统的扩展pobo的有效方法被应用。chireix异相架构可以进一步被应用，其允许在更宽的频率范围上的通信信号放大。

在运行期间，这些方法可以主动地依赖于负载放大器。这样，放大器的负载vswr可以变得高于2。尽管产生高效率，较高的负载vswr比率可能限制放大系统可操作的频率带宽。此外，高达9db或更高的波峰因子(crestfactor)值对于通信信号可能是典型的。这种级别的波峰因子的有效放大可以期望放大器在大的回退功率电平下可以实现良好的效率性能。

使用特定类型的放大器，通过负载牵引可以组成放大器的不同晶体管的输出阻抗，可在低功率水平上实现高效率。负载牵引有三种结果。

首先，晶体管的漏极效率取决于负载牵引比(load-pullratio)。如果，作为参考，假设负载具有最大功率，则在负载牵引比为2:1时出现最大效率负载，并且进一步的负载牵引降低了漏极效率。其次，放大器的带宽维持给定的效率并且取决于负载牵引，其中较高的负载牵引可以给出较小的带宽。第三，负载牵引定义了放大器的回退(back-off)性能。更多的负载牵引可以在低功率水平上产生最大效率，导致更多的回退。

在调制的通信信号的平均效率等于功率放大器最大效率的情况下，放大器保持从-∞db到0db的最大效率是理想的。在实践中，高效率仅可以在某个功率范围中实现，因此，所实现的效率可能不等于最大晶体管效率。根据将要被发送的通信信号的统计概率密度函数来方便地选择功率范围。

通过向其操作引入顺序部分(sequentialportion)，可以进一步利用上述方法的高效率的优点，尽管高负载vswr和减小的带宽。这允许部署降低的负载vswr，从而使得能够支持更宽的带宽。还可以进一步地允许放大系统在期望的pobo处支持最大效率的通信信号的可变par。

图3示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统100的图。放大系统100根据顺序的chireix异相放大器架构来构造。如结合图1所描述的放大系统100形成放大系统100的一种可能实现方式。

放大系统100包括处理器101、主放大器103、次放大器105、辅放大器107和组合器109。放大系统100还包括本地振荡器301、第一混合器303、第二混合器305、第三混合器307、辅混合器309、第一数模转换器(dac)311、第二数模转换器(dac)313、第三数模转换器(dac)315和模数转换器(adc)317。

本地振荡器301被配置为生成载波信号。第一混合器303被配置为将处理器101提供的第一下部分通信子信号乘以载波信号，以获取第一放大器信号。第二混合器305被配置为将处理器101提供的第二下部分通信子信号乘以载波信号，以获取第二放大器信号。第三混合器307被配置为将处理器101提供的上部分通信信号乘以载波信号，以获取第三放大器信号。

辅定向耦合器(在图中未示出)可以被配置为从放大的通信信号中获得参考信号，其中处理器101可以被配置为比较上部分通信信号和从参考信号得到的比较信号，以确定上部分通信信号和比较信号之间的时间延迟，并基于时间延迟，在时间上延迟上部分通信信号。辅混合器309可以被配置为将参考信号乘以载波信号，以获取比较信号。

第一数字模拟转换器(dac)311被配置为将第一下部分通信子信号从数字信号域转换为模拟信号域。第二数字模拟转换器(dac)313被配置为将第二下部分通信子信号从数字信号域转换为模拟信号域。第三数字模拟转换器(dac)315被配置为将上部分通信信号从数字信号域转换为模拟信号域。模拟数字转换器(adc)317被配置为将比较信号从模拟信号域转换为数字信号域。

处理器101包括通信信号提供器319、下部分通信信号提供器321、下部分通信信号分解器323和上部分通信信号提供器325。通信信号提供器319提供例如，分别分开和延迟的将要被分解的原始通信信号。下部分通信信号提供器321提供下部分通信信号。下部分通信信号分解器323将下部分通信信号分解为第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号。上部分通信信号提供器325提供上部分通信信号。

组合器109可以包括chireix异相组合器327和定向耦合器329。chireix异相组合器327可以包括第一四分之一波长传输线和第二四分之一波长传输线，用于组合由第一放大器103提供的第一放大的下部分通信子信号和由第二放大器105提供的第二放大的下部分通信子信号。定向耦合器329可以被配置为组合由组合器327提供的放大的下部分通信信号和由辅放大器107提供的放大的上部分通信信号。

放大系统100可以基于将顺序放大器架构和chireix异相放大器架构的概念适配为两者的混合组合。主放大器103和次放大器105(例如，晶体管器件)可以形成异相放大对，而组合器109(例如，chireix异相组合器327)可以执行放大的信号的chireix有效组合(chireixactivecombination)。辅放大器107(例如，晶体管器件)可以对整个引入的通信信号进行辅信号恢复和增强。

图4示出了根据一个实施例的用于放大通信信号的放大系统100的图。该图示出了包括推挽放大单元的放大系统100的架构。放大系统100形成如结合图1所述的放大系统100的一种可能实现方式。

图5所示的放大系统100和图4所示的放大系统100的不同之处在于放大器103、105和107各自被实现为并联的放大单元对。

换言之，主放大器103包括放大单元对，其中该放大单元对在主放大器103的输入与输出之间并联连接。次放大器105包括放大单元对，其中该放大单元对在次放大器105的输入与输出之间并联连接。辅放大器107包括放大单元对，其中该放大单元对在辅放大器107的输入与输出之间并联连接。

从图4可以看出，为了增大放大系统100的工作带宽，可以使用较小的等效物，如被布置为推挽配置的放大单元来代替单个放大器103、105和107。较小的放大单元可以固有地提供较小的电抗，并且当被配置为推挽布置时，与单端较大放大器相比，输出功率电抗比可以加倍。因此，该布置可以允许进一步改善工作带宽。

图5示出了图3所示的放大系统100的图，并且示出了如何通过处理器101将用于放大的原始预期通信信号分解为两个单独部分(即上部分通信信号和下部分通信信号)的三个图。下部分通信信号可以在被放大之前进一步被分解为各自的常数幅值或常数包络子信号，即第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号。上部分通信信号可以馈送到顺续的峰值部分，即辅放大器107。

图6更加详细地示出了图5中的前两个图。

图6示出了根据一个实施例的将通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号的图601和图603。图601和图603示出了具有10mhz工作带宽的长期演进(lte)通信信号的分解。

左图601示出了样本指数上的通信信号的归一化幅值。预定阈值被指示为水平虚线。右图603示出了偏移和缩放的样本指数上的下部分通信信号和上部分通信信号的归一化幅值。

由水平虚线指示的预定阈值将通信信号分离为上部分通信信号和下部分通信信号，并且基于chireix异相部分的通信信号par和/或pobo，根据以下等式可以确定预定阈值：

阈值水平＝10^[(pobo–par)/20]

在该示例中，通信信号的par为9db，通信信号的pobo为5.9db，从而预定阈值就是0.7。

在一个实施例中，为了将通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号，或为了应用预定阈值，可以使用以下例程，例如for循环：

其中，signal表示通信信号，low_signal表示下部分通信信号，upp_signal表示上部分通信信号，threshold表示预定阈值，n表示样本指数。

在一个实施例中，执行将通信信号分解成下部分通信信号和上部分通信信号，使得通信信号为下部分通信信号和上部分通信信号之和。

图7更加详细地示出了图5中的图。

图7示出了根据一个实施例的第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号的相位角的图701。

图701示出了样本指数上的第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号的相位角；十字表示第一下部分通信子信号的相位角。圆圈表示第二下部分通信子信号的相位角。

在一个实施例中，根据以下等式，执行将下部分通信信号分解为有常数幅值或包络的第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号：

θ＝arccosine{a(t)/max[a(t)]},

φ＝arctangent{imaginary[a(t)]/real[a(t)]}

s1＝{max[a(t)]/2}x[cosine(φ+θ)+jsine(φ+θ)]

s2＝{max[a(t)]/2}x[cosine(φ-θ)+jsine(φ-θ)]

其中θ表示异相角，φ表示数据角，a(t)表示作为包括实分量和虚分量的基带信号的下部分通信信号，s1表示第一下部分通信子信号，s2表示第二下部分通信子信号。

图8示出了根据一个实施例的将通信信号分解为下部分通信信号和上部分通信信号的图801和图803。

左图801示出了样本指数上的通信信号、下部分通信信号和上部分通信信号的归一化幅值。右图803示出了样本指数上的通信信号、下部分通信信号和上部分通信信号的导通角(conductionangle)。实线表示通信信号。圆圈表示下部分通信信号。十字表示上部分通信信号。

该分解可以基于预定阈值将原始通信信号分成两个单独的信号，即下部分通信信号和上部分通信信号。在该示例中，预定阈值水平为0.7。

被分解的信号，即下部分通信信号和上部分通信信号，可以显示降低的幅值水平，从而降低有源放大器的电压和/或电流摆动量，并显示减小的导通角，即导通角不再为±180°，而是±90°。

图9示出了根据一个实施例的第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号的幅值和相位角的图901和图903。

左图901示出了样本指数上的下部分通信信号、第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号的归一化合成幅值。右图903示出了样本指数上的下部分通信信号、第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号的相位角。相位角可以指示不同的角度。实线表示下部分通信信号。圆圈表示第一下部分通信子信号。十字表示第二下部分通信子信号。

在一个实施例中，根据以下等式，由处理器101执行将下部分通信信号分解成具有常数幅值或包络的第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号：

θ＝arccosine{a(t)/max[a(t)]},

φ＝arctangent{imaginary[a(t)]/real[a(t)]}

s1＝{max[a(t)]/2}x[cosine(φ+θ)+jsine(φ+θ)]

s2＝{max[a(t)]/2}x[cosine(φ-θ)+jsine(φ-θ)]

differenceangle＝angle(s1)–angle(s2)

其中θ表示异相角，φ表示数据角，a(t)表示作为包括实分量和虚分量的基带信号的下部分通信信号，s1表示第一下部分通信子信号，s2表示第二下部分通信子信号。

利用上述等式，基于被分解的信号，即第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号的得到的导通角与原始未被分解的下部分通信信号相比可以减小。例如，在样本数量为20至45之间，原始未被分解的下部分通信信号可以有360°的偏差，而被分解的信号，即第一下部分通信子信号和第二下部分通信子信号可能仅有小于45°的偏差。

图10示出了根据一个实施例的主放大器103，次放大器105和chireix异相组合器327的图。chireix异相组合器327包括第一四分之一波长传输线1001和第二四分之一波长传输线1003。该图示出了实现chireix异相的放大系统100的一部分。

以下等式可以定义在运行期间，由各自的主放大器103(例如，有源晶体管器件)和次放大器105(例如，有源晶体管器件)得出的阻抗：

在最大功率处，从电流i1和i2得出的各自的阻抗z1和z2最终可以与传输线zo1和zo2的特征阻抗相同。

图11示出了根据一个实施例的主放大器103、次放大器105和辅放大器107的功率的图1101。图1101示出了放大系统100的顺序操作。主放大器103和次放大器105可以形成主设备。辅放大器107可以形成峰值或峰值设备。

示例性1w主设备(例如主放大器103和次放大器105)和示例性3w峰值设备(例如辅放大器107)用于说明顺序操作。主设备可以被驱动到y轴上的圆圈所指示1w的最大输出功率，在此可以传送最大效率。在该实例中，可以如y轴上的十字指示峰值设备开始启动。当主设备和峰值设备分别传送其最大输出功率时，最终可以实现4w的最大功率。

图12示出了根据一个实施例的放大系统100的耦合损耗，输出回退和放大器功率比的图1201和1203。图1201、图1203示出了耦合损耗，输出回退与放大器功率比或大小之间的关系，其取决于定向耦合器(例如，定向耦合器329)的耦合比例。

在放大系统100中，主放大器103和次放大器105可以形成chireix异相放大部分。辅放大器107可以为单端ab类、b类或c类放大器。定向耦合器329可以为任意的耦合比c。然而，为了达到辅放大器大小、损耗和回退能力的最佳解决方案，可以进行适当的考虑。

图13示出了根据一个实施例的放大系统100内的负载牵引比的图1301和1303。图1301和1303进一步示出了效率点t1、t2与负载牵引比之间的关系。

特定的架构，例如chireix-doherty架构，可以选择在高效率范围中的起点(点t1)和基于放大器功率比大小和点t1的位置的组合所确定的另外的点t2。点t1的位置可以确定放大器的负载牵引比，意味着在点t1处的效率和最大工作带宽可以实现。

可以观察到，在点t2处的负载牵引比可能不会像在独立运行的chireix放大器对中一样为零db。在特定的架构中，在点t2处的非零负载牵引比可能限制对于给定的回退效率的可实现工作带宽。点t2处的负载牵引比可以是0db。这可以允许在点t1处的负载牵引比的降低，意味着在具有相同回退效率的点t1的相同位置处可以实现更宽的工作带宽。

图14示出了根据一个实施例的放大系统100的效率的图1401。图1401示出了放大系统100的效率特性。所示效率特性在操作频率带宽限制的范围内操作。放大系统100使用10db耦合比的定向耦合器提供50w的功率和67.6655％的平均效率。

下表提供了不同架构的性能总结。10dbpar长期演进(lte)通信信号用于估计和模拟架构的平均效率性能。在该示例中规定使用能够传送81.78％的最大可用效率的放大器的50w平均功率，从而能够实现构架的比较视图。

在一种实现形式中，放大系统100基于chireix异相方法启动使得具有高效率的宽带操作。这可以例如，通过可以允许将降低的负载vswr呈现给主放大器103和/或次放大器105的复合顺序架构来实现，从而允许更宽的工作带宽。附加特征可以是其可以进一步支持可变pobo的事实。

在整个描述中，使用了以下定义的首字母缩略词和词汇：par表示峰值平均功率比，vswr表示电压驻波比，tx表示发送，rx表示接收，srx表示采样接收，pobo表示功率输出回退，dpd表示数字预失真，dac表示数字模拟转换器，adc表示模拟数字转换器，lte表示长期演进，spa表示顺序功率放大器，csa表示复合顺序放大器，ltcc表示低温共烧陶瓷，e-utra表示演进umts陆地无线电接入，umts表示通用移动电信系统。