一种高亮度白光LED驱动电路的制作方法

所属技术领域

本发明涉及一种高亮度白光led驱动电路，适用于照明领域。

背景技术：

近年来，随着led制备技术的进步，白光led的发光效率逐渐得到提高。白光led具有无污染、长寿命、耐震动、抗冲击、发光效率高、高低温特性好等诸多优点。与传统的照明工具相比，半导体照明工具，尤其是gan基白光led照明，在功耗及寿命方面均有不可比拟的优越性。传统白炽灯泡采用热发光技术浪费了90%左右的能源，而发光二极管的效能转换率却非常高。专家指出，白光led照明的耗电量仅为相同亮度白炽灯的10%～20%。普通灯泡寿命只有1000小时，而白光led灯寿命却可以达到10万小时。白光led用作照明等用途受到极大的关注。

高亮度白光led驱动电路是为便携式led照明或者便携式led闪光灯等应用产品所研究开发的。白光led是电流驱动的器件，其亮度与流过led的正向电流大小成比例。高亮度白光led驱动电路为单个高功率白光led提供能源，并输出恒定的led驱动电流。

目前白光led在照明领域还没有完全能够从商用转为民用，但其在手持便携式设备的背光照明、电子仪表显示照明等方面，已经显示出巨大的市场潜力。尤其在手机和pda等低电源应用领域中，用户对背光和显示色彩的要求越来越高。过去电致发光(el)和冷阴极荧光灯(ccfl：coldcathodefluorescentlight)被广泛用于产生白光光谱，但这两种方式需要高压驱动，这在手机和pda应用中显然是不利的。因此，结构非常紧凑的白光led正好满足其对体积和功耗的苛刻要求，并且其无须高压电路，仅需要一个相对简单的led驱动器驱动即可，其可以减少电池消耗及节省空间，增加可靠性，成为理想的低成本方案。白光led驱动器是白光led获得稳定输出、亮度匹配以及节能等的基础。因此白光led驱动电路的研究对白光led灯这一新型照明器件的普及使用具有巨大的促进作用。

技术实现要素：

本发明提供一种高亮度白光led驱动电路，电路结构紧凑，体积较小，工作稳定，适应性好，功耗较低，提高了工作效率，且具有亮度可调、过热保护、低电压提示等功能。

本发明所采用的技术方案是。

高亮度白光led驱动电路由衬底pnp型带隙基准电路、i-v带隙基准电路、i-vrc振荡器电路、迟滞比较器电路和驱动器电路组成。

所述衬底pnp型带隙基准电路是在cmos工艺中，利用寄生的pnp晶体管的vbe在给定温度条件下的负温度系数和vbe的正温度系数的加权求和而得到非常低的电压。a与na为衬底pnp三极管，na为n个与a相同的pnp三极管并联而成。因此，is2=n*is1，is为三极管发射结的反向饱和电流。反馈回路使得x,y两点电位相等。

所述i-v带隙基准电路由低压运放、启动电路和带隙基准核心电路组成，采用电阻分压法对两路晶体管电路中的x,y点电压进行钳位。这样运放的两输入端的共模电压可以很低，从几十到一百个毫伏。启动电路由mos管m5、m6、mp1、mp2和电阻r5构成，其中mp2和mn2以及mp23和mn3分别构成两个反相器。

所述i-vrc振荡器电路中，cmp1和cmp2是p管输入和n管输入的两个比较器。因为在电源电压为1v时比较器的共模输入范围非常的小，如果采用单个比较器输入，会限制x点电压vx的电压范围。从而要求比较器的延迟很小，可以快速的打开和关断开关控制管mn1。而比较器的延迟主要由内部的传播延迟和外部的转换速率造成的延迟所构成。如果要减小比较器的延迟，需要大大地增大其静态电流，从而增大了功耗。

所述迟滞比较器电路是带正反馈的源极耦合差分对。输入采用电阻分压是因为迟滞比较器在低电源电压下工作其输入共模范围有限所致。会使a<_loa=1时电路构成一个栓锁，a<1则电路是没有带迟滞功能的比较器。vref为m1端的输入电压，因为它是电源电压vdd的分压，可以将其看成基准电压。

所述驱动器电路前面由4个级联的反相器构成，其向上拉晶体管和下拉晶体管提供开关信号，后面由调节器组成，这种结构可以使驱动器高效而快速。mn1管和ra组成一个电平转换器，用以控制信号的高电平与驱动器的电源电压不等时的切换。m9和m12分别是nmos功率管的上拉和下拉晶体管，mn1和r0分别是pmos晶体管的上拉和下拉晶体管。上拉晶体管和下拉晶体管构成的控制器不会同时开启功率mosfet从而避免了功率管同时导通的功率损耗。前面的4级反相器的宽长比可以根据前面介绍的优化方法来确定其宽长比，上拉晶体管和下拉晶体管的宽长比由功率管的宽长比和最后一级反相器的宽长比确定，以达到最优化的设计。

本发明的有益效果是：电路结构紧凑，体积较小，工作稳定，适应性好，功耗较低，提高了工作效率，且具有亮度可调、过热保护、低电压提示等功能。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1是本发明的衬底pnp型带隙基准电路。

图2是本发明的i-v带隙基准电路。

图3是本发明的i-vrc振荡器电。

图4是本发明的实时数据存储电路。

图5是本发明的历史数据存储电路。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

如图1，衬底pnp型带隙基准电路是在cmos工艺中，利用寄生的pnp晶体管的vbe在给定温度条件下的负温度系数和vbe的正温度系数的加权求和而得到非常低的电压。a与na为衬底pnp三极管，na为n个与a相同的pnp三极管并联而成。因此，is2=n*is1，is为三极管发射结的反向饱和电流。反馈回路使得x,y两点电位相等。

如图2，i-v带隙基准电路由低压运放、启动电路和带隙基准核心电路组成，采用电阻分压法对两路晶体管电路中的x,y点电压进行钳位。这样运放的两输入端的共模电压可以很低，从几十到一百个毫伏。启动电路由mos管m5、m6、mp1、mp2和电阻r5构成，其中mp2和mn2以及mp23和mn3分别构成两个反相器。

如图3，i-vrc振荡器电路中，cmp1和cmp2是p管输入和n管输入的两个比较器。因为在电源电压为1v时比较器的共模输入范围非常的小，如果采用单个比较器输入，会限制x点电压vx的电压范围。从而要求比较器的延迟很小，可以快速的打开和关断开关控制管mn1。而比较器的延迟主要由内部的传播延迟和外部的转换速率造成的延迟所构成。如果要减小比较器的延迟，需要大大地增大其静态电流，从而增大了功耗。

如图4，迟滞比较器电路是带正反馈的源极耦合差分对。输入采用电阻分压是因为迟滞比较器在低电源电压下工作其输入共模范围有限所致。vref为m1端的输入电压，因为它是电源电压vdd的分压，可以将其看成基准电压。

如图5，驱动器电路前面由4个级联的反相器构成，其向上拉晶体管和下拉晶体管提供开关信号，后面由调节器组成，这种结构可以使驱动器高效而快速。mn1管和ra组成一个电平转换器，用以控制信号的高电平与驱动器的电源电压不等时的切换。m9和m12分别是nmos功率管的上拉和下拉晶体管，mn1和r0分别是pmos晶体管的上拉和下拉晶体管。上拉晶体管和下拉晶体管构成的控制器不会同时开启功率mosfet从而避免了功率管同时导通的功率损耗。前面的4级反相器的宽长比可以根据前面介绍的优化方法来确定其宽长比，上拉晶体管和下拉晶体管的宽长比由功率管的宽长比和最后一级反相器的宽长比确定，以达到最优化的设计。