本发明涉及卫星通信技术领域，尤其涉及一种群时延滤波器系数的计算方法以及滤波器的模拟系统。
背景技术：
宽带卫星通信系统的高速数据传输达到了几百Mbit/s，在高速数据传输的过程中，群时延(系统在某频率处的相位对于频率的变化率)在宽带卫星通信的通道(以下简称信道)中的传播会影响宽带卫星通信的传输，使传输的高速数据失真。
目前对于群时延造成的传输的高速数据的失真(以下简称群时延失真)可通过群时延滤波器中的群时延滤波器系数进行调整。高速数据通过群时延滤波器后允许有一定的时域延时，但不希望产生在频域上产生波形的失真。
群时延滤波器一般都是IIR滤波器，而该IIR滤波器的滤波器系数中分子分母上都有数据，这样就会使得数据在通过该IIR滤波器时系统的输出不仅和当前的输入有关，而且还与之前的输出有关，使得系统的滤波稳定性差，资源消耗也比较大，故比较难在FPGA(Field-Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)中实现。
技术实现要素：
本发明的目的在于提供一种群时延滤波器系数的计算方法以及滤波器的模拟系统，用于提高系统的稳定性，且在FPGA上容易实现。
为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：
本发明的第一方面提供一种群时延滤波器系数的计算方法，该群时延滤波器系数的计算方法包括：
步骤一、对原始的群时延特性进行逆快速傅里叶变换，得到时域信号p(n)；其中，群时延为相位移，ω为角频率；群时延的均值k为频率点，k的取值范围为0至N-1，N为快速傅里叶变换或逆快速傅里叶变换的长度。
步骤二、对得到的时域信号p(n)进行修正，得到时域值c，其中时域值c包括幅频特性和相频特性。
步骤三、对幅频特性和相频特性分别进行快速傅里叶变换。
步骤四、根据快速傅里叶变换后的幅频特性的值和相频特性的值，计算得到初始群时延滤波器系数。
步骤五、根据FPGA需求的长度截断初始群时延滤波器系数，得到群时延滤波器系数。
群时延滤波器系数的计算方法还包括：在步骤一之前，对群时延滤波器进行频响特性的设置；对群时延滤波器的频域进行对称处理和去直流处理。
群时延滤波器系数的计算方法还包括：在步骤二和步骤三之间设计阶跃信号，以及在步骤四和步骤五之间，对初始群时延滤波器系数进行希尔伯特变换，将初始群时延滤波器系数中的实部作为群时延的不同频率点下的频域时延。
步骤三中对幅频特性进行快速傅里叶变换包括：使用公式
对幅频特性进行快速傅里叶变换，其中，|H(ω)|为快速傅里叶变换后的幅频特性的值，n的取值范围为1至N的正整数，N为快速傅里叶变换的长度，τS为群时延在各个频率点的时延值。
步骤三中对相频特性进行快速傅里叶变换包括：使用公式对相频特性进行快速傅里叶变换，其中，θ(ω)为快速傅里叶变换后的相频特性的值，n的取值范围为1至N的正整数，N为快速傅里叶变换的长度，τS为群时延在各个频率点的时延值。
步骤四包括：根据公式hh＝IFFT(H(ω))＝IFFT(H(ω)|·exp(jθ))计算群时延滤波器系数，其中，hh为群时延滤波器系数，|H(ω)|为快速傅里叶变换后的幅频特性的值，θ为群时延滤波器系数的相位信息，ω为角频率，j为虚部表示符号。
根据上述计算群时延滤波器系数的方法可知，本发明根据已知的原始的群时延特性，最终得到群时延滤波器系数，并且本发明计算出的群时延滤波器系数可根据需求剪成相应的长度，因此资源消耗较小，容易在FPGA中实现。
本发明的第二方面提供一种滤波器的模拟系统，该滤波器的模拟系统适用于信道模拟器，用于模拟信道中的数据的传输，在该滤波器的模拟系统中，适用通过上述本发明的第一方面所涉及的群时延滤波器系数的计算方法计算得到的群时延滤波器系数。滤波器的模拟系统包括：
模数变换模块，用于将信道模拟器中的模拟信号转变为数字信号；与模数变换模块相连的数字变频模块，用于对数字信号进行正交解调之后，抽取二分一数字信号进行频率的变换；与数字变频模块相连的滤波模块，用于利用滤波器对频率变换后的数字信号进行滤波；与滤波模块相连的数字模拟转换模块，用于将滤波后的数字信号转换成模拟信号输出。
数字变频模块包括正交解调单元和频率变换单元，其中，正交解调单元用于对数字信号进行正交解调；频率变换单元用于抽取正交解调后的数字信号的二分一进行频率变换。
滤波模块包括定点化处理单元，用于将滤波器中的群时延滤波器系数乘以219.8，除以220之后，利用24BIT存储群时延滤波器系数。
滤波模块还包括与定点化处理单元相连的截取单元，用于截掉20BIT的滤波后的数字信号。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中的群时延-频率曲线图；
图2为本发明实施例一中群时延滤波器系数的计算方法的流程图一；
图3为本发明实施例一中群时延滤波器系数的计算方法的流程图二；
图4为本发明实施例一中群时延滤波器系数截断前后的数值对比曲线图；
图5为本发明实施例一中群时延频域特性对比曲线图一；
图6为本发明实施例一中群时延频域特性对比曲线图二；
图7为本发明实施例二中滤波器的模拟系统的流程图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，本发明中所涉及的的滤波器均为FIR滤波器。
为了本领域技术人员更好的理解“群时延”，以举例的方式给出群时延的定义：
宽带卫星通信系统中电离层的充电粒子的减缓了无线电信号在信道中的传播，超过自由空间传播时间的时间延迟可称为群时延，通常以t表示。当频率不同时，时延不同，此时一群频率的延时就是群时延。在MSS系统中，它是必须考虑的重要因素。现有技术中可通过以下公式计算群时延的数量：t＝1.345NT/f2×10-7，其中，t表示与真空中传播相比的时延，单位为s；f表示频率，单位为Hz；NT表示总电子含量(以下简称TEC)，单位为e/m2，TEC可由倾斜的传播路径决定。
示例性地，当TEC在1016～1019e/m2区间变化时，在1600MHz频带附近，信号的群时延大概在0.5ns到500ns区间变化。
示例性地，如图1所示，当TEC在1017e/m2，频带在1.6GHz～1.8GHz时，群时延随着频率的增大而减小。
实施例一
本实施例提供一种群时延滤波器系数的计算方法，如图2和图3所示，该群时延滤波器系数的计算方法包括：
步骤一、对原始的群时延特性进行逆快速傅里叶变换，得到时域信号p(n)；其中，群时延为相位移，ω为角频率；群时延的均值k为频率点，k的取值范围为0至N-1，M为快速傅里叶变换或逆快速傅里叶变换的长度。
步骤二、对得到的时域信号p(n)进行修正，得到时域值c，其中时域值c包括幅频特性和相频特性。
步骤三、对幅频特性和相频特性分别进行快速傅里叶变换。
步骤四、根据快速傅里叶变换后的幅频特性的值和相频特性的值，计算得到初始群时延滤波器系数。
步骤五、根据FPGA需求的长度截断初始群时延滤波器系数，得到群时延滤波器系数。
由于群时延的信号能量都在最前面，因此截断尾部信号不会对群时延的特性造成明显的影响，本领域的技术人员可根据FPGA的需求截断初始群时延滤波器系数的长度，群时延滤波器系数的长度可为16、32、64、128或256等，如图4所示，群时延滤波器系数的长度为16。
需要说明的是，如图3所示，上述群时延滤波器系数的计算方法的步骤一至步骤四对应与图3中的3至6。本实施例中傅里叶变换的点数可根据经验值设定，其值为512，当然也可以是1024或256，由于本实施例计算出的群时延滤波器系数是基于傅里叶变换得到的，因此傅里叶变换的点数与群时延滤波器系数的长度为同一数值。
为了更加清楚的描述上述群时延滤波器系数的计算方法中的步骤一至步骤五中群时延滤波器系数的计算方法，下面本发明对上述涉及到“幅频特性”和“相频特性”做进一步地说明：
幅频特性指的是|H(ejω)|，其中，在上述计算群时延滤波器系数的过程中可将幅频特性的值设为常数。
相频特性指的是其中，nd称为相时延，它代表曲线上的一点与原点连线的斜率，表示相位，其值为负数，ω为角频率。
另外，继续参见图3，对上述步骤一至步骤五中群时延滤波器系数的计算方法所使用到的公式做进一步地说明：
上述步骤一中对原始的群时延特性τ(k)进行逆快速傅里叶变换包括，使用公式p(n)＝IFFT(τ(k))对原始的群时延特性进行逆快速傅里叶变换；
上述步骤二中对得到的时域信号p(n)进行修正包括，使用如下公式对时域信号进行修正：
c(1)＝0；
n＝2:N/2+1；
c(n)＝p(n)./(n-1)；
n＝N/2+2:N；
c(n)＝-c(N+2-n)。
当然，如若利用系统计算群时延滤波器系数时，在步骤二对得到的时域信号进行修正前还必须将群时延信号变换到时域中，可使用的公式为：p(n)＝IFFT(Taus，N)。
根据上述计算群时延滤波器系数的方法可知，本发明根据已知的原始的群时延特性，最终得到群时延滤波器系数，由于本发明采用的是FIR滤波器，因此系统的滤波稳定性相对应IIR滤波器较好；并且本发明计算出的群时延滤波器系数可根据需求剪成相应的长度，因此资源消耗较小，容易在FPGA中实现。
下面，本发明结合附图说明本实施例与现有技术的区别：
如图5所示，“原始设置的群时延频域特性”是指根据上述现有技术中的公式计算出的群时延滤波器系数曲线。“计算得出的群时延频域特性”是指根据本实施例的步骤一至步骤五得出的群时延滤波器系数曲线，从图5中可以直观的得出，计算得出的群时延频域特性与原始设置的群时延频域特性的群时延误差很小，误差曲线在数值0上下浮动。示例性地，若根据本实例的步骤一至步骤五得到的群时延滤波器系数的长度为32时，其与原始设置的群时频域特性中的群时延滤波器系数的群时延误差只有10％。另外，如图6所示，当根据本实施例中的步骤一至步骤五得到的群时延滤波器系数的长度为128时，群时延误差更小，只有0.8％。
进一步地，为了得到的群时延滤波器系数更加精确，可预先对群时延滤波器进行一些设置，如图3所示，可选地，群时延滤波器系数的计算方法还包括：在步骤一之前，对群时延滤波器进行频响特性的设置，对群时延滤波器的频域进行对称处理和去直流处理。
其中，对群时延滤波器进行频响特性的设置可包括对幅频特性和相频特性的计算，为了更清楚的说明频响特性，下面本发明以卫星通信群时延的设置为例说明群时延频响特性的设置的具体参数：
开始参数为：frf＝1.6*109；1.6GHz。
扫描带宽参数为：bw＝200*106；200MHz。
扫频间隔参数为：detf＝1*106；1MHz。
带宽参数为：f＝[frf+(detf:detf:bw)]；160MHz，精度为1MHz，扫频为200MHz。
其中，Nt＝[1017]，表示总电子含量(TEC，m-2)。垂直柱状体的TEC在1016到1018el/m2的范围内变化；群时延的单位是秒(s)，本实施例用用纳秒(ns)表示；tao_freq＝1.345*Nt/f2*10-7。
其中，对群时延滤波器的频域进行对称处理包括，使用如下公式对群时延滤波器的频域进行对称处理：
n＝1:N/2+1；
Taud(n)＝tao_freq；
n＝N/2+2:N；
Taud(n)＝Taud(N+2-n)。
对群时延滤波器的频域进行去直流处理包括，使用如下公式对群时延滤波器的频域进行去直流处理：
eTaud＝sum(Taud)/N；
Taus＝(Taud-eTaud)/2。
需要说明的是，上述步骤“对群时延滤波器进行频响特性的设置，对群时延滤波器的频域进行对称处理和去直流处理”对应图3中的1至2。
可选地，群时延滤波器系数的计算方法还可包括，在步骤二和步骤三之间设计阶跃信号，以及在步骤四和步骤五之间，对初始群时延滤波器系数进行希尔伯特变换，将初始群时延滤波器系数中的实部作为群时延的不同频率点下的频域时延。当然，设计阶跃信号包括，使用如下公式设计阶跃信号：
sgn(1)＝0；
sgn(N/2+1)＝0；
n＝2:N/2；
sgn(n)＝1；
n＝N/2+2:N；
sgn(n)＝-1；
并且，上述步骤三种对幅频特性和相频特性进行快速傅里叶变换可通过公式进行变换，具体如下：
步骤三中对幅频特性进行快速傅里叶变换包括：使用公式对幅频特性进行快速傅里叶变换，其中，|H(ω)|为快速傅里叶变换后的幅频特性的值，n的取值范围为1至N的正整数，N为快速傅里叶变换的长度，τS为群时延在各个频率点的时延值。
上述步骤三中对相频特性进行快速傅里叶变换包括：使用公式对相频特性进行快速傅里叶变换，其中，θ(ω)为快速傅里叶变换后的相频特性的值，n的取值范围为1至N的正整数，N为快速傅里叶变换的长度，τS为群时延在各个频率点的时延值。
上述步骤四包括：根据公式hh＝IFFT(H(ω))＝IFFT(|H(ω)|·exp(jθ))计算群时延滤波器系数，其中，hh为群时延滤波器系数，|H(ω)|为快速傅里叶变换后的幅频特性的值，θ为群时延滤波器系数的相位信息，ω为角频率，j为虚部表示符号。
实施例二
本实施例提供一种滤波器的模拟系统，滤波器的模拟系统适用于信道模拟器，用于模拟信道中的数据的传输，在该滤波器的模拟系统中，适用通过上述实施例一中的群时延滤波器系数的计算方法计算得到的群时延滤波器系数。如图7所示，该滤波器的模拟系统包括：
模数变换模块1，用于将信道模拟器中的模拟信号转变为数字信号；与模数变换模块相连的数字变频模块2，用于对数字信号进行正交解调之后，抽取二分一数字信号进行频率的变换；与数字变频模块2相连的滤波模块3，用于利用滤波器对频率变换后的数字信号进行滤波；与滤波模块3相连的数字模拟转换模块4，用于将滤波后的数字信号转换成模拟信号输出。
数字变频模块2包括正交解调单元21和频率变换单元22，其中，正交解调单元21用于对数字信号进行正交解调；频率变换单元22用于抽取正交解调后的数字信号的二分一进行频率变换。
上述滤波模块3包括定点化处理单元31，用于将滤波器中的群时延滤波器系数乘以219.8，除以220之后，利用24BIT存储群时延滤波器系数。
上述滤波模块3还可包括与定点化处理单元31相连的截取单元32，用于截掉20BIT的滤波后的数字信号。
需要指出的是，模数变换模块1可为ADC(Analog-to-Digital Converter，模数变换器)，数字变频模块2可为DDC(Direct Digital Control，数字变频器)，滤波模块3可为群时延滤波器，数字模拟转换模块4可为DAC(Digital to Analog Converter，数字模拟转换器)。
由于本实施例中的滤波器的模拟系统中的群时延滤波器系数采用的是通过上述实施例一计算得到的群时延滤波器系数，因此滤波器模拟系统的资源消耗小，稳定性高。
实施例三
本实施例提供一种滤波器模拟方法，该滤波器的模拟方法适用于上述实施例二中的滤波器的模拟系统。其中，该滤波器的模拟方法包括：
将模拟信号转变为数字信号；
对数字信号进行频率变换；
利用滤波器对频率变换后的数字信号进行滤波；
将滤波后的数字信号转换成模拟信号输出。
上述对数字信号进行频率变换的步骤包括，对数字信号进行正交解调；抽取正交解调后的数字信号的二分一进行频率的变换。
上述利用滤波器对频率变换后的数字信号进行滤波的步骤包括，对滤波器中的滤波器系数进行定点化处理，该定点化处理包括：
将滤波器中的群时延滤波器系数乘以219.8，除以220；
利用24BIT存储群时延滤波器系数。
上述利用滤波器对频率变换后的数字信号进行滤波的步骤还包括在定点化处理之后截掉20BIT的滤波后的数字信号。
本实施例中的有益效果与上述实施例二中的有益效果相同，在此不再赘述。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。