基于尾电容调谐结构的高调频分辨率数控振荡器的制作方法

本发明涉及无线通讯电子系统，尤其涉及一种基于尾电容调谐结构的高调频分辨率数控振荡器。

背景技术：

锁相环是无线通信系统射频集成电路中的重要模块之一，随着工艺的进步，射频电路走向数字化的趋势和需求也日渐显著，传统锁相环正在逐渐被全数字锁相环所取代。由于数控振荡器对全数字锁相环的相位噪声以及分辨率有重要影响，因此在全数字锁相环的设计中，数控振荡器是重中之重。尽管工艺不断进步，设计一个高调频分辨率的数控振荡器仍是一个挑战。

设计2.4GHz频段数控振荡器，以传统结构为例，如图1，假设LC阵列中采用3nH的电感，通过计算可知，电容值改变1fF会产生约800KHz的输出频率偏移。如果要实现高调频分辨率(10KHz量级)的数控振荡器，则需要aF量级的电容差。这种数量级的电容对于寄生电容非常敏感，同时版图匹配也存在困难。而CMOS工艺中变容管电容差值一般在fF级别，这也远不能满足设计需要。实现高调频分辨率的常用方法是引入ΣΔ调制器，但这种方法需要消耗更多的面积及功耗。

在参考文献【1】(Fanori L,Liscidini A,Castello R,“Capacitive degeneration in LC-tank oscillator for DCO fine-frequency tuning，”IEEE J.Solid-State Circuits,vol.45，pp.2737-2745，Dec.2010.)中，设计出调频分辨率达到150Hz的高分辨率数控振荡器，如图2，该结构将细调电容阵列放到提供负阻的差分对管下方，得到缩减的等效电容差，从而实现更高的调频分辨率。但数控振荡器工作在不同频率时，同样的电容得到不同的等效电容量，也就会有不同的频率偏移，即细调的调谐范围不确定。由于细调范围需要覆盖粗调分辨率，这增大了细调的设计难度。文章中的设计增加了额外的电路模块实现并稳定性能。

因此要设计一种不需要额外模块的数控振荡器，同时实现低相位噪声与高调频分辨率的性能。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种基于尾电容调谐结构的高调频分辨率数控振荡器，可以同时实现高调频分辨率与低相位噪声的性能

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种基于尾电容调谐结构的高调频分辨率数控振荡器，包括：LC阵列、负阻差分对、尾电容细调阵列与尾电流源；

所述LC阵列与负阻差分对相连，负阻差分对分别与尾电容细调阵列及尾电流源相连；负阻差分对提供负阻，保证振荡器起振；LC阵列用于确定大致的振荡频率；尾电流源用于为LC数控振荡器提供偏置电流；

所述尾电容细调阵列包括：固定电容C_fixed、细调电容阵列C_fine，以及尾电流源管M3的寄生电容C_par；将固定电容C_fixed值设为预定数值，使尾电流源及负阻差分对的噪声电流通过尾电容形成到地通路，细调电容阵列与尾电流源并联，细调电容阵列中的实际电容差值在LC阵列处的等效电容差的缩减量超出阈值，从而实现高调频分辨率。

所述LC阵列包括：依次并联连接的电感L、电容C_tank及电感L的寄生等效并联电阻是Rp；

其中，电容C_tank包括：并联连接的固定电容与粗调电容阵列，二者与电感L并联确定振荡频率；粗调电容阵列含六组电容值按二进制权重分布的电容对，由六位控制信号通过反相器控制开关，从而控制电容的接入与否进而粗调振荡频率。

所述负阻差分对为NMOS差分互耦对，包括：两个NMOS管M1与M2，其分别并联在LC阵列两端。

LC阵列中的粗调电容阵列与尾电容细调阵列中的细调电容阵列均采用相同的调频电容单元结构；

调频电容单元包括电容对、开关和反相器；其中，电容对采用两个等值电容Ca与Cb串联的方式，等效电容为单个电容值的一半；开关包括NMOS管M5、M6与M7，M5串联到电容对Ca与Cb之间，M6、M7的漏端分别接M5的源、漏端，M6、M7的源端接地，M5、M6与M7的栅端短接到一起接反相后的控制信号；当控制信号为高电平时，M5、M6与M7栅端为低电平，开关断开，电容对不接入阵列中；当控制信号为低电平时，M5、M6、M7栅端为高电位，MOS管都工作在线性区，开关导通，电容对接入阵列，频率下调。

当负阻差分对全部工作在饱和区，尾电流源管M3的噪声电流分别经过差分对管M1、M2注入到LC阵列中，在差分输出端可以相互抵消，因此在这个阶段尾电流源管的噪声贡献小于门限值，但负阻差分对的噪声电流会注入LC阵列中产生相位噪声，因此在平衡点附近，尾电容细调阵列的存在并不能影响噪声性能；

当负阻差分对中一个MOS管导通而另一个MOS管截止，假设M2管导通，则M2与M3形成共源共栅结构，M2管的噪声贡献小于门限值，引入尾电容C_tail，C_tail对M2以及M3的噪声电流形成到地的低阻通路，这一定程度上会增加M2的噪声贡献，但是减小了M3的噪声贡献。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，不需要额外的定制模块，能够提高调频分辨率的同时，降低相位噪声。并且在设计过程中，尾电容的选取需要考虑分辨率以及相位噪声进行折中，选择相应的最优点即可。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。

图1为本发明背景技术提供的传统数控振荡器电路图；

图2为本发明背景技术提供的参考文献【1】中数控振荡器的电路图；

图3为本发明实施例提供的一种基于尾电容调谐结构的高调频分辨率数控振荡器的电路图；

图4为本发明实施例提供的调频电容单元电路图；

图5为本发明实施例提供的尾电容等效分析示意图。

具体实施方式

下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

本发明实施例提供一种基于尾电容调谐结构的高调频分辨率数控振荡器，如图3所示，其主要包括：LC阵列1、负阻差分对2、尾电容细调阵列3与尾电流源4；

所述LC阵列1与负阻差分对2相连，负阻差分对2分别与尾电容细调阵列3及尾电流源4相连；负阻差分对2提供负阻，保证振荡器起振；LC阵列1用于确定大致的振荡频率；尾电流源4用于为LC数控振荡器提供偏置电流；

所述尾电容细调阵列3包括：固定电容C_fixed、细调电容阵列C_fine，以及尾电流源管M3的寄生电容C_par；将固定电容C_fixed值设为预定数值，使尾电流源管及负阻差分对的噪声电流通过尾电容形成到地通路，降低相位噪声，固定电容Cfixed的选择需要考虑寄生电容的影响。细调电容阵列与尾电流源并联，细调电容阵列中的实际电容差值在LC阵列处的等效电容差大大缩减(即缩减量超出阈值)，从而实现高调频分辨率。

示例性的，细调电容阵列可以包括8*16个开关控制的等值电容对，由24个二进制控制信号通过反相器控制开关，从而控制电容的接入与否进而细调振荡频率。细调频范围为2MHz，能够完全覆盖粗调分辨率1.5MHz并留有一定余量，细调分辨率达到15KHz。尾电流源4为数控振荡器提供偏置电流，包括电流镜M3、M4以及滤波网络RC，由于电流镜中M4的尺寸较小，闪烁噪声较大，因此加入RC滤波网络滤除一定的闪烁噪声。

本发明实施例中，所述LC阵列包括：依次并联连接的电感L、电容C_tank及电感L的寄生等效并联电阻Rp；其中，电容C_tank包括：并联连接的固定电容与粗调电容阵列，二者与电感L并联确定振荡频率；粗调电容阵列含六组电容值按二进制权重分布的电容对，由六位控制信号通过反相器控制开关，从而控制电容的接入与否进而粗调振荡频率。示例性的，粗调范围为0.54GHz，粗调分辨率为1.5MHz。

本发明实施例中，所述负阻差分对为NMOS差分互耦对，包括：两个NMOS管M1与M2，其分别并联在LC阵列两端。示例性的，NMOS差分互耦对提供负阻-2/g_m，差分负阻对M1、M2的尺寸选择考虑其跨导满足取值约为2.5～3的条件，在不消耗过多功耗的同时保证数控振荡器能够起振。

本发明实施例中，LC阵列中的粗调电容阵列与尾电容细调阵列中的细调电容阵列均采用相同的调频电容单元结构；

如图4所示，调频电容单元包括电容对、开关和反相器；其中，电容对采用两个等值电容Ca与Cb串联的方式，等效电容为单个电容值的一半；开关包括NMOS管M5、M6与M7，M5串联到电容对Ca与Cb之间，M6、M7的漏端分别接M5的源、漏端，M6、M7的源端接地，M5、M6与M7的栅端短接到一起接反相后的控制信号；当控制信号为高电平时，M5、M6与M7栅端为低电平，开关断开，电容对不接入阵列中；当控制信号为低电平时，M5、M6、M7栅端为高电位，MOS管都工作在线性区，开关导通，电容对接入阵列，频率下调。

为了便于理解，下面介绍本发明上述方案的技术原理。

首先分析基于尾电容的细调结构对调频分辨率的作用。尾电容C_tail为：

C_tail＝C_par+C_fixed+C_fine

尾电容C_tail在LC阵列处的等效电容为C_eq。尾电容C_tail的变化值ΔC_tail等效到LC阵列中为ΔC_eq，如图5。根据负阻差分对的工作状态分成三个阶段分析：

(1)在平衡点附近，差分负阻对M1、M2全部导通，从LC阵列处得到的等效电容C_eq为

其中C_gs是负阻差分对NMOS管的栅源寄生电容。尾电容的变化值ΔC_tail基本对ΔC_eq无贡献，即在M1、M2全部导通阶段，ΔCeq1约为零。

(2)当输出电压幅度增大，负阻差分对中一个MOS管截止而另一个MOS管工作在饱和区，等效电容为

ΔC_eq2≈-ΔC_tail/2

(3)当输出电压幅度继续增大，工作在饱和区的MOS管进入线性区，另一个管子仍截止。等效电容差为

ΔC_eq3≈ΔC_tail/2

ΔC_eq是ΔC_eq1,ΔC_eq2,ΔC_eq3的周期平均值，显然ΔC_eq＜＜ΔC_tail，电容变化引起的频率偏移可以表示为：

因此基于尾电容的细调结构能够以常规电容值的电容阵列得到很小的等效电容差值，从而实现高调频分辨率。

下面分析尾电容对降低相位噪声的作用。

当负阻差分对全部工作在饱和区，尾电流源管M3的噪声电流分别经过差分对管M1、M2注入到LC阵列中，在差分输出端可以相互抵消，因此在这个阶段尾电流源的噪声贡献小于门限值，但负阻差分对的噪声电流会注入LC阵列中产生相位噪声，因此在平衡点附近，尾电容细调阵列的存在并不能影响噪声性能；

当负阻差分对中一个MOS管导通而另一个MOS管截止，假设M2管导通，则M2与尾电流源管M3形成共源共栅结构，M2管的噪声贡献小于门限值，引入尾电容C_tail，C_tail对M2以及M3的噪声电流形成到地的低阻通路，这一定程度上会增加M2的噪声贡献，但是减小了M3的噪声贡献。

同时，尾电容一定程度上能够增大数控振荡器的输出幅度而不消耗额外的功耗，这也会降低相位噪声。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。