一种频率源建模方法及系统与流程
本发明涉及信号处理技术领域，尤其涉及一种频率源建模方法及系统。
背景技术：
频率源的动态变化过程在对频率源的研究中起着重要的作用，因此，如何对频率源进行建模，显得尤为重要。
现有技术中，对频率源的建模方法，一般依赖于经验值分析，未考虑频率源建模过程中实际参数的变化等情况，因而无法准确地得到输出频率。
可见，现有的频率源建模方法中存在无法准确得到输出频率的技术问题。
技术实现要素：
本发明提供一种频率源仿真方法及系统，用以解决现有的频率源建模方法中存在无法准确得到输出频率的技术问题。
本发明实施例提供了一种频率源建模系统，包括：
分频模块，用于对参考源进行分频处理，获得分频频率；
检波放大器，用于对所述分频频率进行检波放大，获得第一频率；
积分器，用于对所述第一频率进行积分处理，获得第二频率；
倍频器，用于对所述分频频率进行倍数放大，获得第三频率；
仿真激励发生器，用于根据所述第二频率和所述第三频率，获得输出频率；
中央控制器，用于综合控制系统的工作，并获得所述输出频率与所述分频频率之间的关系。
可选的，所述对所述分频频率进行检波放大，获得第一频率，包括：
获取所述检波放大器的第一传递函数和鉴频斜率；
根据所述第一传递函数、鉴频斜率，获得第一频率。
可选的，所述对所述第一频率进行积分处理，获得第二频率，包括：
获取所述积分器的第二传递函数；
根据所述第二传递函数，获得所述第二频率。
可选的，所述用于利用倍频器对所述分频频率进行倍数放大，获得第三频率，包括：
获取所述倍频器的倍频系数；
根据所述倍频系数，获得所述第三频率。
可选的，根据所述第二频率和所述第三频率，获得输出频率；包括：
获取所述系统的开环增益；
获取所述参考源、检波放大器、积分器、仿真激励发生器和倍频器输出端的误差；
获取所述仿真激励发生器的压控斜率；
根据所述开环增益、误差和压控斜率，获得所述输出频率。
可选的，所述开环增益的计算公式为：
可选的，所述输出频率的计算公式为：
可选的，所述系统还包括简化模块，用于根据所述输出频率的计算公式，简化所述输出频率与分频频率之间的关系。
可选的，所述系统还包括时间常数发生器模块，用于产生不同的时间常数，并应用于所述检波放大器的和积分器。
可选的，所述系统还包括频稳测试仪，用于测量所述输出频率的稳定性。
本发明实施例中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：
本申请实施例提供的频率源建模系统，通过分频模块对参考源进行分频处理获得分频频率；检波放大器对所述分频频率进行检波放大获得第一频率；积分器对所述第一频率进行积分处理获得第二频率；倍频器对所述分频频率进行倍数放大获得第三频率；仿真激励发生器根据所述第二频率和所述第三频率，获得输出频率；中央控制器综合控制系统的工作，并获得所述输出频率与所述分频频率之间的关系。解决了现有频率源建模方法中存在无法准确得到输出频率的技术问题，实现了准确地获得频率源输出频率，提高了仿真的准确性。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中频率源建模系统的逻辑结构示意图；
图2为图1中系统中频段设置的电路结构图；
图3为图2中信号的判断原理图；
图4为图1中建模系统的策略方案图。
具体实施方式
本发明提供本一种频率源仿真方法及系统，解决了现有的频率源建模方法中存在无法准确得到输出频率的技术问题。
本申请实施例中的技术方案，总体思路如下：
一种频率源建模系统，包括：分频模块，用于对参考源进行分频处理，获得分频频率；检波放大器，用于对所述分频频率进行检波放大，获得第一频率；积分器，用于对所述第一频率进行积分处理，获得第二频率；倍频器，用于对所述分频频率进行倍数放大，获得第三频率；仿真激励发生器，用于根据所述第二频率和所述第三频率，获得输出频率；中央控制器，用于综合控制系统的工作，并获得所述输出频率与所述分频频率之间的关系。
上述系统通过分频模块对参考源进行分频处理，获得分频频率，并通过检波放大器、积分器处理得到第二频率，利用倍频器对所述分频频率进行倍数放大，获得第三频率；然后通过仿真激励发生器根据所述第二频率和所述第三频率，获得输出频率；最后获得所述输出频率与所述分频频率之间的关系。从而实现准确地获得频率源输出频率，提高了仿真的准确性的技术效果，解决了现有的频率源建模方法中存在无法准确得到输出频率的技术问题。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本实施例提供一种频率源建模系统，请参考图1，所述系统包括：
分频模块，用于对参考源进行分频处理，获得分频频率；
检波放大器，用于对所述分频频率进行检波放大，获得第一频率；
积分器，用于对所述第一频率进行积分处理，获得第二频率；
倍频器，用于对所述分频频率进行倍数放大，获得第三频率；
仿真激励发生器，用于根据所述第二频率和所述第三频率，获得输出频率；
中央控制器，用于综合控制系统的工作，并获得所述输出频率与所述分频频率之间的关系。
上述系统通过分频模块对参考源进行分频处理，获得分频频率，并通过检波放大器、积分器处理得到第二频率，利用倍频器对所述分频频率进行倍数放大，获得第三频率；然后通过仿真激励发生器根据所述第二频率和所述第三频率，获得输出频率；最后获得所述输出频率与所述分频频率之间的关系。从而实现准确地获得频率源输出频率，提高了仿真的准确性的技术效果，解决了现有的频率源建模方法中存在无法准确得到输出频率的技术问题。
所述对所述分频频率进行检波放大，获得第一频率，包括：
获取所述检波放大器的第一传递函数和鉴频斜率；
根据所述第一传递函数、鉴频斜率，获得第一频率。
所述对所述第一频率进行积分处理，获得第二频率，包括：
获取所述积分器的第二传递函数；
根据所述第二传递函数，获得所述第二频率。
所述用于利用倍频器对所述分频频率进行倍数放大，获得第三频率，包括：
获取所述倍频器的倍频系数；
根据所述倍频系数，获得所述第三频率。
根据所述第二频率和所述第三频率，获得输出频率；包括：
获取所述系统的开环增益；
获取所述参考源、检波放大器、积分器、仿真激励发生器和倍频器输出端的误差；
获取所述仿真激励发生器的压控斜率；
根据所述开环增益、误差和压控斜率，获得所述输出频率。
所述开环增益的计算公式为：
所述输出频率的计算公式为：
本发明实施例提供的系统，还包括简化模块，用于根据所述输出频率的计算公式，简化所述输出频率与分频频率之间的关系。
本发明实施例提供的系统，还包括时间常数发生器模块，用于产生不同的时间常数，并应用于所述检波放大器的和积分器。
本发明实施例提供的系统，还包括频稳测试仪，用于测量所述输出频率的稳定性。
下面，结合图1-图4对本申请提供的频率源建模系统进行详细介绍：
图中f0为高稳参考源的原始频率，fref、fout分别为高稳参考源分频频率与仿真激励发生器输出频率。εref，εdet，εint，εosc，εmul分别为高稳参考源、检波放大器、积分器、仿真激励发生器和倍频器输出端的误差。m为倍频系数，kdet为检波放大器鉴频斜率，kosc为仿真激励发生器的压控斜率。1/(1+sth)为检波放大器的传递函数，其中s为复数傅立叶频率s＝jω＝j2πf,th为时间常数。a和ti分别为积分器的放大倍数与时间常数，在具体的实施过程中，为实现图1的建模系统，可以增加时间常数发生器模块，该模块由电阻与电容式多级串并联回路构成，可以产生不同的时间常数，并应用于所述检波放大器的t及积分器的ti。
优选地，在图1的积分器中，为简化建模系统的测量结果，可以设置积分器的放大倍数a为无穷大，则当a趋近于无穷大时可以近似地认为积分器的传递函数为1/sti。并定义：
g0＝kdetkoscm(1)
则本发明中频率源建模系统的开环增益为：
仿真激励源发生器的稳态输出频率可表示为：
当系统在环路工作达到稳态后，通常有g(s)趋近为1，因此，式(3)可以简化为以下形式
对(4)式进行进一步简化，在理想状态下仿真激励源发生器的稳态输出频率应等于高稳定参考源分频后频率值有一倍数关系：
为减小上述电子线路部分的误差应尽量提高开环增益g(s)。为了便于获得结果，在本发明实施例中，可以将的εref，εdet，εint，εosc，εmul各项误差设为固定值。为提高本发明中频率源建模系统的性能，可以使开环增益g(s)变大，使公式(2)中的分子g0＝kdetkoscm变大，但实际上g0应有极限。一般认为系统的阻尼系数不应小于0.5，那么
在一种实现方案中，设定g0＝1，同时使th＝ti。实现的方法是：
(1)、通过中央控制器分别设置检波放大器、仿真激励发生器、倍频器的kdet、kosc、m，使g0＝kdetkoscm等于1；
(2)、通过中央控制器分别设置检波放大器、积分器对应的时间常数th＝ti。
通过上述设置后，公式(2)表述的图1仿真系统的开环增益为：
需要说明的是，减小时间常数th，按照式(7)增大了建模系统的开环增益，这是有利于系统性能的，这也同时增大环路滤波器带宽fh。图1所述的高稳参考源相当于一个鉴频器，当其长期漂移可以忽略时，假设其幂律谱噪声公式为：
sy(f)ref＝h0+h-1f-1(8)
理论情况下建模系统的环路工作在线性状态，若可以认为仿真激励发生器与高稳参考源功率谱密度(sy(f)osc与sy(f)ref)完全不相关，则图建模系统的输出功率谱密度可以表示为：
根据定义，则可以得到sth＝jf/fh，因此，把(8)式代入(9)式就可以看到
当仿真的平均周期极长时(f/fh)＜＜1，有
由上述可知，整个环路对仿真激励发生器而言是一个高通滤波器；对与高稳参考源而言是一个低通滤波器；其滤波特性由环路滤波器的高端截止频率fh决定。(10)式的极端情况是sy(f)0＝sy(f)osc，(11)式的极端情况是sy(f)0＝sy(f)ref。可以看出，fh过大将使建模系统的输出信号短期稳定度变差；fh过小将使建模系统输出信号长期稳定度变差。在建模系统闭环后，则无法得知系统的环路带宽即高端截止频率fh的，可以用q值来表征建模系统输出信号的稳定信号，并通过频稳测试仪来测量得出表征系统q值的仿真测试结果，从而间接的反应环路带宽即高端截止频率fh的值选择好坏。
按照图1所述的建模系统，建模系统模型预设置的频段如下所示：
(1)、为实现高频段的仿真响应，选择频率较高的高稳参考源，经图1的分频处理后获得的信号频率为50.****mhz。其中小数位的****(保留到四位)是随机的，为方便说明起见，在本发明的具体实施过程中取****＝1234，即图1中的fref为50.1234mhz；
(2)、中央控制器设置的初始化仿真激励发生器输出10mhz频率信号；
(3)、中央控制器设置的初始化倍频器输出信号频率与fref理论值相同，即也为50.1234mhz；
(4)、仿真激励发生器输出信号频率与倍频器输出信号频率有联动关连。
其中处理器位于图1中的中央控制器模块中，并且处理器xtal端与图2中的dds1、dds2的refclk端接入同一时钟源的频率信号，以保证时离同步。
具体的实现过程参见图2，处理器在外部时钟输入端(xtal)作为工作时的时钟参考基础上，分别产生三路相位关系可调整的方波信号，其中一路键控调频信号送至dds1的fsk键控调频输入端口实现调频、一路同步参考信号用作同步鉴相、一路判断用信号用作图1锁相环的锁定检测。
dds1在外部时钟基准输入端(refclk)作为工作时的参考时钟基础上，通过处理器与dds1间的串行时序通讯，dds1根据fsk端处理器送来的方波键控调频方波信号的高、低电平状态分别选取内部频率控制寄存器(f1、f0)中处理器输入的倍频调制数值预置频率作为输出，从而产生带调制的频率信号50.1234mhz±△f输出。预置的频率差值△f由两个频率控制寄存器f1、f0中的数值决定，具体的考虑到射频信号为50.1234mhz(小数点后第4位精密)，取△f＝100hz。
与上述处理器控制dds1产生倍频调制信号的原理类似，处理器通过串行通讯时序，将同样的分频数值传递给dds2，产生不带调制的50.1234mhz频率信号输出。将dds2得到的50.1234mhz频率信号送入dds3的外部时钟基准输入端(refclk)，用作dds3工作时的参考时钟。处理器根据串行时序通讯，将相应的初始化输出频率(10mhz)数值传递给dds3，从而得到仿真激励源发生器频率信号输出。
由于dds3的外部参考时基采用dds2产生的倍频信号，故在本方案中，当图1中的闭合环路中的中央控制器得到相应的鉴相信号信息后，会修改相应的dds2的倍频调制信号的频率，这样亦会引起dds3输出信号的频率发生变化，即替代了传统的通过d/a压控晶振的方式来改变本振的输出频率值，进而改变系统输出频率的方法。值得注意的是，对于输出频率信号采用了直接数字合成的方式，使得在一定应用范围内充当了一个稳定度较高的综合器角色。用户可以根据实际应用中的要求，通过图2中用户输入端口，方便地修改dds3的整机输出信号的频率值。
由前述方案可知，可以设定g0＝kdetkoscm等于1，同时使th＝ti。按照上述倍数关系策略，使仿真激励源发生器输出的信号频率为10mhz、高稳参考源分频后的频率选择为50.1234mhz，根据公式(5)
具体的判定依据如图3所示，本发明实施例在图2中通过处理器产生三路方波信号：同步参考信号、键控调频信号、判断用信号，使同步参考信号频率等于键控调频信号频率，并有一定的相位延时差；同时使判断用信号频率n倍于同步参考信号频率或者键控调频信号频率，并有一定的相位延时差。具体来说，取同步参考信号频率等于键控调频信号频率为79hz，且两者相位差为100度；同时取判断用信号频率n值为4倍，且与同步参考信号相位差为40度。
图3中判断用信号、同步参考信号、键控调频信号是有固定频率及相位关系的方波数字信号；使能信号要么是1、要么是0，故可以看作是无固定频率的方波数字信号；鉴相信号由图1中的积分器产生，它是一个变化的直流信号，故可以看作是无固定频率的模拟信号。
按照图3的原理并结合图1，可以设定判断用信号的某一上升沿作为触发判断开始，在下一上升沿到来之前完成10次判断，然后下一上升沿到来时，又触发下一组10次判断。由于图3中判断用信号的频率为已知，即相邻两个上升沿之间的时间t为已知的，故可以平均分配一组10次判断的时间间隔。
图1中中央控制器按照上述触发判断条件，对由积分器输送的鉴相信号进行判断，当其模拟直流信号大小位于图3所示的非使能带状区内时，中央控制器输出图3中的使能信号为0，图1中的频稳测量仪不工作；当其模拟直流信号大小位于图3所示的非使能带状区外时，中央控制器输出图3中的使能信号为1，图1中的频稳测量仪开始工作；仿真q值实际上就是图1中频稳测量仪工作时输出的仿真测试结果值，它反映了图1仿真系统输出信号的性能，
在整个仿真的过程中，中央控制器在开始时，初始化所有的欲设置值，这些参数就不再变化了，动态仿真时只有检波放大器参数kdet值、检波放大器时间常数th值须由中央控制器模块进行动态设置，而判断这两个参数是否合理的判断标准则是仿真q值。举例来说，可以给kdet值取个范围1-100，同样th亦取个1-100。在图1系统一开始仿真时，除了设定各路初始化设置值外，在kdet值及th值全范围仿真一遍得到对应的q值，q值位于l与h之间，定义为l＝1至h＝100(q值越大越好)，可以定义这段仿真时间内的q值数据为“建模区”，同时定义h1＝h/10，具体可以参见图4。
需要说明的是：图4中的建模图，中央控制器设置kdet值和th值，并同步记录q值及图1和图3中的鉴相信号值j，并且使设置kdet值和th值的变化方向相反。当建模完成后，某一点s位置开始仿真。当q值到达p1点即仿真q值为h1时，中央处理器判断图4中此时刻鉴相信号值j与之前所有鉴相信号值的算术平均值j1的关系(这里的j1值是图4中从s点到p点前一时刻所有的每次仿真中央处理器获得的鉴相信号值之算术平均)，当j<1.53*j1时，继续上述参数仿真，直至q值小于h1后，并且某时刻的q值比上一次q值是增加的，即图4中的p点，则可以触发以下策略：
此时中央处理器使设置kdet值和th值的变化方向相同，并且下一次设置kdet值(记为k2)较本次kdet值(记为k1)是增加的(即k2>k1)；下一次设置th值(记为t2)则较本次th值(记为t1)是增加的(即t2>t1)；同时记录q值及鉴相信号值j。直到按照图4所示的“策略预判线”，当q值到达h2。
上述至p点后每一次kdet值、th值的重置系统获得的q值较上一次都是增加的，当到达h2后，后一次kdet值、th值的重置系统获得的q值较上一次将会减小，即出现拐点，则认为本次仿真结果有效，中央处理器调出图4中p点设置的kdet值和th值作为优化值。
本发明实施例中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：
本申请实施例提供的频率源建模系统，通过分频模块对参考源进行分频处理获得分频频率；检波放大器对所述分频频率进行检波放大获得第一频率；积分器对所述第一频率进行积分处理获得第二频率；倍频器对所述分频频率进行倍数放大获得第三频率；仿真激励发生器根据所述第二频率和所述第三频率，获得输出频率；中央控制器综合控制系统的工作，并获得所述输出频率与所述分频频率之间的关系。解决了现有频率源建模方法中存在无法准确得到输出频率的技术问题，实现了准确地获得频率源输出频率，提高了仿真的准确性。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明实施例进行各种改动和变型而不脱离本发明实施例的精神和范围。这样，倘若本发明实施例的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。
- 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞！