一种高次谐波可控的新型F类功放匹配电路的制作方法

本发明涉及无线通信功放技术领域，尤其涉及一种高次谐波可控的新型f类功放匹配电路。

背景技术

目前，随着移动通信系统的进一步发展，高效率功率放大器会成为未来多标准通信终端的关键构成部分。同时，随着无线通讯系统对高效率射频功率放大器的需求逐渐增加，如何提高功率放大器的工作效率已成为一个重要课题。为提高效率，研究人员将大量精力专注于放大器的工作模式上，例如d类，e类，f类和逆f类功率放大器。f类和逆f类两种模式的高效率功率放大器由于理论效率可以达到100%，因此在近几年成为研究焦点。

一般的f类功率放大器由依次相连的晶体管、谐波控制电路和输出基波阻抗匹配电路几个模块构成。对一般的f类功率放大器而言，谐波控制电路将信号的偶次谐波匹配到晶体管的漏极端呈短路状态，将奇次谐波匹配到晶体管的漏极端呈开路状态。从而使漏极端电流表现为半正弦波形式，而电压则为方波形式，且在理想情况下，电压与电流在时间上无重叠区域。这样，理想的f类功率放大器便能实现100%的工作效率。实际的f类功率放大器设计中，我们一般只考虑二次谐波和三次谐波。经典f类功率放大器（仅有三次谐波控制）的电路原理图如图1所示。

所以，为了满足高效率功率放大器的要求，结合f类功率放大器的设计原则，可控制高次谐波的f类功率放大器的设计成为一个热门的研究领域。

传统的高次谐波控制的f类功率放大器的基本原理框图，如图2所示。传输线t2-tn由n-1根开路短截线组成。传输线t11的电长度为（为基波频率下的载波波长）。因此，若传输线t2-tn的电长度为，则在晶体管漏极看到的奇次谐波呈现开路状态，偶次谐波下呈现短路状态，满足了高次谐波控制的要求。传输线t12使得在基波频率下阻抗为r+jx的形式。

因此，上述高次谐波控制的f类功率放大器结构相比传统的f类功率放大器相比，虽然增加了电路的复杂程度，但是对于高次谐波实现了有效控制，而不仅仅满足于2，3次谐波的控制。介于此，晶体管漏极电压与电流在时间上的重叠区域更小，工作效率更高，可以接近100%。

近年来，高次谐波控制的f类功率放大器的研究刚刚处于起步阶段。文献[1]对经典的f类功率放大器进行了详细而准确的解释。文献[2]是kazuhikohonjo所提出的电路结构。本发明结合kazuhikohonjo所提出的电路，提出了一种高次谐波可控的新型f类功放匹配电路设计方法。这种电路相比于kazuhikohonjo所提出的电路更加节约材料和空间，对于降低电路成本和提高电路集成度有着深远意义。

【参考文献】

[1]raab.fh，“class-fpoweramplifierswithmaximallyflatwaveforms，”ieeetransmtt1997;45(11);2007-12。

[2]kazuhikohonjo，“asimplecircuitsynthesismethodformicrowaveclass-fultrahighefficiencyamplifierswithreactance-compensationcircuits”solid-stateelectronics44(2000)1477-1482。

技术实现要素：

针对现有技术中存在的难题，本发明对kazuhikohonjo所提出的电路进行改进，创新性的提出了一种新型结构。这种结构节约了电路的材料和所需空间，对于降低电路成本和提高电路的集成度有着深远意义。

一种高次谐波可控的新型f类功放匹配电路，具体电路如图4所示。其特征在于：

匹配电路包括：电长度为（为基波频率下的载波波长）的传输线t11；在高次谐波各自频率下呈现的开路短截线t2-tn；与开路短截线t2-tn构成基波频率下谐振的短路短截线t2^*-tn^*；串联短截线t12及50欧姆的输出阻抗。

高效率可控制高次谐波的新型f类功放匹配电路的电路原理图如图4所示。若在奇次谐波下：t3，t5……t(2n+1)在a的阻抗为0，但由于传输线t11的电长度为（为基波频率下的载波波长），则根据传输线的阻抗特性，晶体管漏极输出端的奇次谐波阻抗为无穷大，满足经典f类功率放大器的阻抗要求。类似的，若在偶次谐波下，t2，t4…..t(2n+1)在a的阻抗为，但由于传输线t11的电长度为（为基波频率下的载波波长），则根据传输线的阻抗特性，晶体管漏极输出端的偶次谐波阻抗为0，满足经典f类功率放大器的阻抗要求。若在基波频率下，构造短路短截线t2^*-tn^*，使得其与开路短截线t2-tn形成基波谐振，因此在a点呈现开路状态。则传输线t11和t12及输出电阻构成了基波频率的阻抗条件：。

根据上述阻抗条件，所述电路的开路短截线t2-tn的具体电长度为：，（为基波频率下的载波波长）。而由于所述电路的短路短截线t2^*-tn^*与所述电路的开路短截线t2-tn构成基波频率下的谐振，因此在a点呈现的导纳为0，即(是所述电路的开路短截线t2-tn在a点的相应导纳，是所示电路的短路短截线t2^*-tn^*在a点的相应导纳)。因此：

（1）

即：

（2）

这里根据，得出：

（3）

由于，且。所以：

（4）

这里，此电路的短路短截线t2^*-tn^*的电长度l2相比于kazuhikohonjo所提出的电路中开路短截线t2^*-tn^*的电长度，我们可以知道：

(5)

一种高次谐波可控的f类功放匹配电路通过把开路短截线t2^*-tn^*换成短路短截线t2^*-tn^*，在保持f类功率放大器高效率特点的同时，节约了电路的材料和所需空间，对于降低电路成本和提高电路的集成度有着深远意义。

附图说明

图1是经典f类功率放大器（仅有三次谐波控制）的电路原理图；

图2是传统的高效率可控制高次谐波的f类功放匹配电路设计方法的电路原理图；

图3是kazuhikohonjo所提出的电路的原理框图；

图4是一种高次谐波可控的新型f类功放匹配电路的电路原理图；

图5是一种高次谐波可控的新型f类功放匹配电路的具体实施方式。

具体实施方式

如图5所示，一种高次谐波可控的新型f类功放匹配电路包括：包括功率放大结构，所述的功率放大结构的输入端连接有输入匹配网络及驱动信号，输出端连接有输出匹配网络，其特征在于：所述输出匹配网络包括：电长度为（为基波频率下的载波波长）的传输线t11；在高次谐波各自频率下呈现的开路短截线t2-tn；与开路短截线t2-tn构成基波频率下谐振的短路短截线t2^*-tn^*；串联短截线t12及输出阻抗50欧姆。