一种高光效的LED照明灯具线性驱动电路的制作方法

本发明涉及led照明领域，更具体地，涉及一种高光效的led照明灯具线性驱动电路。

背景技术

led光源具有环保、节能、使用寿命长、驱动电压低等优点，被公认为二十一世纪最有前途的照明光源。由于成本、灯具体积、emi干扰等因素的限制，近年来中小功率led照明灯具，如球泡灯、光管、吸顶灯、射灯等多采用线性驱动方式。传统带电容滤波led线性驱动电路主要由保险管fuse、压敏电阻vr、桥式整流器br、滤波电容c、串联led芯片组、led工作电流取样电阻rs、电流放大器ca、基准电压源vref、调整管q以及偏置电路等部分组成，如附图2所示。尽管这类线性驱动电路具有元件少、成本低、emi小的优点，但它只能工作在交流输入电压变化不超过5％的供电场合，例如按220v输入电压选择的led芯片组，当交流输入电压uin偏高时，调整管q漏-源电压vds也将同步增加，不仅使电源效率迅速下降，还加剧了调整管q的温度，严重时会导致调整管q过热损坏；另一方面，当输入电压uin偏低，桥式整流器br输出电压vin小于串联led芯片组工作电压vf时，流过串联led芯片组电流下降，将出现严重的频闪现象。三是，滤波电容c容量较大，上电瞬间浪涌电流大，可能还需要在交流输入回路中串联可靠性并不高的热敏电阻。

技术实现要素：

本为克服上述现有技术所述的至少一种缺陷，提供一种高光效的led照明灯具线性驱动电路。

包括输入保护电路、桥式整流器、恒流控制电路、过压关断电路；

所述的恒流控制电路由储能电容c1、串联led芯片组、led工作电流取样电阻rs、电流放大器ca、基准电压源、调整管q1以及偏置电路1组成；所述的过压关断电路由第一电压取样电阻r1、第二电压取样电阻r2、高频滤波电容c2、比较器cp、功率开关管q2、偏置电路2，以及防雷保护器件vr2组成；输入保护电路由保险管fuse以及压敏电阻vr1组成；

所述的储能电容c1正极接桥式整流器br正输出端vin，负极与恒流控制电路负端gnds相连；偏置电路1给电流放大器ca、基准电压vref1提供偏置电源，其正端接桥式整流器br的正输出端vin，负端接恒流控制电路负端gnds；串联led芯片组正端接桥式整流器br的正输出端vin，负端接调整管q1的漏极d；电流取样电阻rs一端接调整管q1的源极s，另一端接恒流控制电路负端gnds；电流放大器ca反相输入端接调整管q1的源极s，同相输入端接基准电源vref1，输出端接调整管q1的栅极g；

所述的过压关断电路的第一电压取样电阻r1一端接调整管q1的漏极d，即led串联芯片组的负端，另一端接比较器cp的反相输入端；第二电压取样电阻r2一端接比较器cp的反相输入端，另一端接桥式整流器br负端gnd；高频滤波电容c2并接在第二电压取样电阻r2的两端；比较器cp的同相输入端接基准电源vref2，比较器cp的输出端接开关管q2的栅极g；开关管q2漏极d接恒流控制电路负端gnds，源极s接桥式整流器br负端gnd；偏置电路2给比较器cp、基准电压vref2提供偏置电源，其正端接桥式整流器br的正输出端vin，负端接桥式整流器br的负端gnd。

优选的，所述的过压关断电路内的功率开关管q2为n沟功率mos管。

优选的，所述的串联led芯片组至少为1个。

优选的，所述的输入保护电路保险管fuse的一端接交流输入的火线l端，保险管的另一端接桥式整流器br的交流接入端，桥式整流器br的另一个交流接入端接交流输入的零线n端；压敏电阻vr1的两端分别接桥式整流器br的两个交流接入端。

优选的，所述的过压关断电路内的开关管漏-源极之间可以并联防雷保护元件，如压敏电阻、放电管或tvs管等；所述的过压关断电路内的防雷保护元件可并在开关管漏极d与整流桥负端gnd之间串联二极管与一个容量为1μf～2.2μf的小电容，再将偏置电路2的正端改接到小电容的正极。具体连接为：二极管d2正极接开关管q2的漏极d，负极接电容c3的正极；电容c3的负极接桥式整流器br的负端gnd；偏置电路2的正端接电容c3的正极。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：引入过压关断电路后，当调整管q1端电压vds大于设定的关断电压，如30v后，强迫开关管q2关断，避免了调整管q1端电压继续上升，使得恒流控制调整管q1温升可控制；在串联led芯片数量一定情况下，当输入电压在较大范围内变化时，led灯具输出功率、亮度基本保持不变，实现了宽电压输入功能；在输入电压一定情况下，串联led芯片数量可以在较大范围内选择；上电浪涌电流较小，不需要在交流输入回路中串联可靠性不高的热敏电阻元件。

附图说明

图1是本发明实施例，也是说明书摘要用图；

图2是中小功率led灯具现有线性驱动电路；

图3是本发明另一实施例；

图4是本发明另一实施例；

图5是本发明储能电容c1端电压vc理论波形；

图6是本发明储能电容c1端电压vc实际波形。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

实施例1

图2是传统的中小功率led照明灯具电路结构，具有输入保护电路、桥式整流器、恒流控制电路。

图1本发明实施例，也是说明书摘要用图，包括输入保护电路、桥式整流器、恒流控制电路、过压关断电路。

所述的恒流控制电路由储能电容c1、串联led芯片组、led工作电流取样电阻rs、电流放大器ca、基准电压源、调整管q1以及偏置电路1组成；所述的过压关断电路由第一电压取样电阻r1、第二电压取样电阻r2、高频滤波电容c2、比较器cp、功率开关管q2、偏置电路2，以及防雷保护器件vr2组成；输入保护电路由保险管fuse以及压敏电阻vr1组成；

所述的储能电容c1正极接桥式整流器br正输出端vin，负极与恒流控制电路负端gnds相连；偏置电路1给电流放大器ca、基准电压vref1提供偏置电源，其正端接桥式整流器br的正输出端vin，负端接恒流控制电路负端gnds；串联led芯片组正端接桥式整流器br的正输出端vin，负端接调整管q1的漏极d；电流取样电阻rs一端接调整管q1的源极s，另一端接恒流控制电路负端gnds；电流放大器ca反相输入端接调整管q1的源极s，同相输入端接基准电源vref1，输出端接调整管q1的栅极g；

所述的过压关断电路的第一电压取样电阻r1一端接调整管q1的漏极d，即led串联芯片组的负端，另一端接比较器cp的反相输入端；第二电压取样电阻r2一端接比较器cp的反相输入端，另一端接桥式整流器br负端gnd；高频滤波电容c2并接在第二电压取样电阻r2的两端；比较器cp的同相输入端接基准电源vref2，比较器cp的输出端接开关管q2的栅极g；开关管q2漏极d接恒流控制电路负端gnds，源极s接桥式整流器br负端gnd；偏置电路2给比较器cp、基准电压vref2提供偏置电源，其正端接桥式整流器br的正输出端vin，负端接桥式整流器br的负端gnd。

作为示例，过压关断电路内的功率开关管q2为n沟功率mos管。

作为示例，串联led芯片组至少为1个。

作为示例，所述的输入保护电路保险管fuse的一端接交流输入的火线l端，保险管的另一端接桥式整流器br的交流接入端，桥式整流器br的另一个交流接入端接交流输入的零线n端；压敏电阻vr1的两端分别接桥式整流器br的两个交流接入端。

作为示例，如图3，所述的过压关断电路内的开关管漏-源极之间可以并联防雷保护元件，如压敏电阻、放电管或tvs管等；所述的过压关断电路内的防雷保护元件可并在开关管漏极d与整流桥负端gnd之间串联二极管与一个容量为1μf～2.2μf的小电容，再将偏置电路2的正端改接到小电容的正极。具体连接为：二极管d2正极接开关管q2的漏极d，负极接电容c3的正极；电容c3的负极接桥式整流器br的负端gnd；偏置电路2的正端接电容c3的正极。

作为示例，如图4，所述的过压关断电路的第一电压取样电阻r1一端接桥式整流器br正输出端vin，而其他元件的连接方式维持不变。

在具体实施过程中，假设串联led芯片组工作电压用vf表示，关断电压用v2表示。在半个市电周期内，当整流输出电压vin＜v2时，比较器cp输出高电平，开关管q2导通，储能电容c1充电，串联led芯片组发光，随着交流输入电压瞬时值的增加，储能电容c1端电压vc在不断地增加，在vc≥vf情况下，串联led芯片组工作电流当整流输出电压vin≥v2时，调整管q1端电压vds大于设定的关断电压，比较器cp输出低电平，强迫开关管q2关断，避免了调整管q1端电压继续上升，同时储能电容c1放电，使led芯片组继续发光；当交流输入电压瞬时值下降到某一特定值后，整流输出电压vin＜v2，调整管q1端电压vds小于设定的关断电压，比较器cp输出高电平，再次触发开关管q2导通，储能电容c1再度充电，当vin＜vc时，桥式整流器br内的整流二极管截止，储能电容c1再次放电，使串联led芯片组持续发光。在下半个市电周期内，当交流输入电压瞬时值大于储能电容c端电压vc时，桥式整流器br内的二极管导通，如此往复。储能电容c1端电压vc理论波形如附图5粗实线所示，vc实际波形如附图6粗实线所示。

在关断电压v2、输出功率po一定情况下，合理选择储能电容c1容量，就可以保证在储能电容c1放电期间，电容c1最小端电压vcmin＞vf，使串联led芯片组工作电流稳定不变，获得没有频闪或频闪轻微的led亮度。

在上电瞬间，如果交流输入电压瞬时值大于关断电压v2，则比较器cp输出低电平，强迫开关管q2截止，有效抑制了上电浪涌电流。

实施例2

以下在具体实施过程中，假设在220v供电状态下，为提高效率，关断电压v2一般取(vf+30～40v)，则电压v2对应的时间：

其中uin为输入交流电压有效值，f为交流电压频率。

当交流电压瞬时值大于关断电压v2时，开关管q2关断，储能电容c放电，端电压vc下降，到t3时刻储能电容c端电压vc下降到v1，为避免频闪，显然v1最小值取vf，则储能电容c容量。

其中po为灯具的输出功率，η为驱动电源效率。

假设串联led芯片数目为66颗，每颗芯片工作电压为3.2v，则串联led芯片组工作电压vf＝66×3.2＝211.2v；关断电压v2取(vf+35v)，即246.2v，关断电压v2对应的时间在t3时刻放电终止后储能电容c1端电压vc下降到v1＝vf，输出功率po取14.5w，效率η取0.92，则储能电容c1容量

取标准值10μf。

输入电压取样电阻r1、r2由关断电压v2及基准电压vref2确定。显然，当比较器cp反相输入漏电流远小于流过电阻r2的电流时，输入电压取样电阻r1、r2比值

相同或相似的标号对应相同或相似的部件；

附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。